книги / Основные узлы цифровых измерительных устройств
..pdfгде Roc, Ri - резисторы в обратной связи и на входе ОУ.
Для регулировки выходного напряжения ИОН в него вводятся регулировки, например, с помощью делителей напряжения на резисторах [7, с. 183-184].
Большие коэффициенты стабилизации напряжения при малом RBbIXпозволяют получить вторичные источники электропитания в виде стабилизаторов [7 с. 308 - 314]. По принципу работы это система регулирования, в которой изменения выход ного напряжения передаются на регулирующий элемент РЭ таким образом, что в ре зультате уменьшается изменение выходного напряжения. Используются две основ ные функциональные схемы таких стабилизаторов: параллельная и последователь ная (рис. 2.3).
Рис. 2.3. Параллельный и последовательный компенсационный стабилизаторы
В параллельном стабилизаторе изменения 1н будут сопровождаться противопо ложным изменением тока 1р РЭ, удерживая постоянным напряжение на резисторе R0. В последовательном стабилизаторе выходное напряжение стабилизируется пу тём изменения напряжения на РЭ.
Численные значения Кст стабилизаторов на дискретных элементах лежат в пре делах 200-1000, a RBbCXдесятые и сотые доли Ома. Интегральные схемы стабилиза торов имеют выигрыш по массогабаритным, стоимостным и качественным показа телям (ИС серии 142).
Использование импульсных (ключевых) стабилизаторов в ЦИУ должно выпол няться с учётом того, что их регуляторы являются источниками мощной широкопо лосной помехи, влияющей на точностные характеристики других блоков, защита от которой сопряжена с большими трудностями в виде дополнительных конструктор ских и схемных решений.
Однополярный ИОН на ОУ, позволяющий исключить влияние источника пита ния (стабилитрон не подключён к блоку питания), использует положительную об ратную связь (ПОС) [8, с. 183] (рис. 2.4), резисторы R1} R2. Коэффициент передачи
по цепи обратной связи Pno.rlVtRi+ï^) должен быть меньше единицы для исключе ния самовозбуждения усилителя, a uBbIX= UCT(1 - рпос)- Ток стабилитрона определяет
резистор R3: 1ст= PnocUcr/RlO - Рпос).
Второй диод обеспечивает надёжный запуск ИОН при включении питания. Дрейфовые характеристики данного ИОН определяются стабилитроном. Для полу чения температурного дрейфа меньше, чем обуславливает стабилитрон, в схему включается компенсирующая схема [8, с. 183-184], позволяющая в диапазоне тем ператур минус 55-125 °С обеспечить стабильность uBbUt с погрешностью 0,1 %.
Рис. 2.4. ИОН с использованием ПОС
Также появились ИОН, называемые "стабилитрон с напряжением запрещенной зоны" (или "ибэ-стабилитрон") [9, с. 353 - 360]. В них генерируется напряжение с температурным коэффициентом, положительным и равным по абсолютной величи не отрицательному температурному коэффициенту напряжения ибэ биполярного транзистора^БПТ). При их сложении получается напряжение с нулевым температур ным коэффициентом. Схема ИОН с напряжением запрещенной зоны (НЗЗ) приведе на на рис. 2.5 [9].
Резистор R определяет величину напряжения, которая складывается с Ибэ и име ет положительный температурный коэффициент. Подбирая R, получают нулевой ре зультирующий температурный коэффициент, что наблюдается, если суммарное на пряжение равно напряжению запрещенной зоны кремния при температуре 0 К (при мерно 1,22 В).
На рис. 2.$ показана схема ИОН, позволяющая также снимать напряжение, со ответствующее температуре стабилитрона с НЗЗ [9].
Рис. 2.6. ИОН с НЗЗ и температурным датчиком
VT 1 ,2 - согласованная пара транзисторов, заснёт обратной связи работающая при соотношении коллекторных токов 10 : 1. Разность напряжений U63, равная In kT/qlnlO (формула Эберса-Молла: к - постоянная Больцмана, Т - температура),
делает ток 1э2 пропорциональным температуре (разность напряжений приложена к резистору R1), что обуславливает пропорциональность между 1к1 и температурой. Напряжение на резисторе R2 складывается с напряжением U63i, создавая стабильное опорное напряжение и0 с нулевым температурным коэффициентом на базах транзи сторов VT 1,2,
Зачастую необходимо иметь двухполярные ИОН. ТакойГ источник с малым Квых представлен на рис. 2.7 [8, с. 184-185]. Ток стабилитрона задаётся транзистор ными генераторами тока. При идентичности характеристик транзисторов рпр и прп выполняется условие Ii = Ь = 1W R3. Реальное соотношение h ф 12 не влияет на ра боту схемы вследствие наличия отрицательной обратной связи в схемах на ОУ Здесь I = UCT/(R1+ R2); uBblxi - IR2; ивых2 = -IRj. Изменяя отношение RI/R2, можно по лучить изменение выходного напряжения от нуля до UCT» но всегда сохраняется разность иВЫХ1иВых2 = UCT. При этом 1ст « иЭб1,2^ з . В схеме имеется почти полная компенсация положительного температурного дрейфа иот отрицательным дрейфом 1СТ. Так как стабилитрон не подключен непосредственно к источникам питания, то исключается влияние на ивых помех, имеющихся даже на общей шине в приборе.
Тип |
Изго |
Напряже |
|
тови |
ние, В |
|
тель |
|
|
|
|
Таблица 2Л |
ИС зарубежных ИОН |
|
|
|
Погреш Темпера Напряжен, |
Ток |
Долговре |
|
ность, % турный |
питан, ми пита менная ста |
||
коэф-т, |
нимально |
ния, |
бильность, |
10'V c |
В |
мА |
10^/1000 ч |
рА723С |
FS+ |
7,15 |
3 |
20 |
9,5 |
2,3 |
1000 |
LM336B-5 |
NS |
5,0 |
1 |
15 |
- |
1 |
20 |
LM385BX-1.2 |
NS |
1,235 |
1 |
30 |
- |
0,1 |
20 |
LM385BX-2.5 |
NS |
2,50 |
1,5 |
30 |
- |
0,1 |
20 |
REF-01A |
РМ |
10,0 |
0,3 |
3 |
12 |
1 |
- |
REF-08G |
РМ |
минус 10,0 |
0,2 |
10 |
минус 11,4 |
2 |
- |
REF10KM |
ВВ |
10,0 |
0,05 |
1 |
13,5 |
4,5 |
10 |
LM369B |
NS |
10,0 |
0,05 |
1,5 |
13 |
1,4 |
6 |
AD584L |
AD |
2,5 |
0,05 |
10 |
5 |
0,75 |
25 |
AD584L |
AD |
5,0 |
0,06 |
5 |
7,5 |
0,75 |
25 |
AD588B |
AD |
±10,0 |
0,01 |
1,5 |
±14 |
±10 |
25 |
LT1019A-2,5 |
LT |
2,5 |
0,002 |
3 |
4 |
0,7 |
|
LT 1031В |
LT |
0,05 |
3 |
11 |
1,2 |
10 |
0,00005 |
TL431 |
TI |
2,75 |
2 |
10 |
|
10 |
- |
ИОН на ИС TL431C - программируемый, включается при управляющем напря жении 2,75 В, имеет ТКНС 10‘5/°С, максимально допустимый ток 100 мА. Для дан ных, указанных на рис. 2.8, выходное напряжение 10 В.
Uyrp-2,75 В
- Z 3
1упр“ 3 мкА
Рис. 2.8. Управляемый стабилитрон
Температурно-стабилизированные ИОН могут использовать термостатирование, в том числе на уровне полупроводникового кристалла (серия ИС LM199): ТКНС = 0,00002 %/°С или 2- 10'7/°С, мощность нагревателя 0,25 Вт, время разо!рева 3 с.
ИС ИОН без термостатирования - это REF10KM, REF 101КМ(ТКНС = КГ3*б/°С), а также ИС МАХ671, AD2710, AD2712, LTZ1000, причём для последней ИС ТКНС = 0,05-10'Vc. Перечисленные ИОН без термостатирования - специаль ные стабилитроны (с захороненным слоем), что обеспечивает намного меньшей шум, чем у остальных ИОН.
Следует отметить такой элемент, как баистор, состоящий из диода и резистора, температурные зависимости характеристик которых обеспечивают температурную стабилизацию рабочей точки (напр., КЖ102А, Б). Он рассчитан на эксплуатацию в диапазоне температур минус 60-125 °С на корпусе. Схема и характеристика баистора показаны на рис. 2.9, а в качестве электрических параметров можно привести [10] следующие:
. |
. |
R> |
|
ls<0,7A; ln< 1,2 A; |
il. |
|
|||
|
—*—I |
]— |
|
usR= 0,9BnpH ls=0; |
us |
|
|
USR |
AUSR= (22-36) % при ДЬ = (50-500) мА; |
|
|
|
|
R общий AUSR=(32-48) % при ДТ = (25-100) °С;
R s= (0,26-0,41) Ом при Т = 25 °С;
Rs= (0,24-0,67) Ом при Т = 100 °С.
Рис. 2.9. Схема и характеристики баистора
3. ВХОДНЫЕ ДЕЛИТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ И АТТЕНЮАТОРЫ
На входе ЦИУ зачастую применяются входные делители напряжения, аттенюа торы и входные усилители. Они позволяют соответственно изменить напряжение входного сигнала до уровня, необходимого для последующей обработки.
Входное сопротивление RBXлюбого измерителя уменьшает измеряемое напря жение при его подключении к источнику сигнала (методическая погрешность). Этот факт отражается законом Ома для полной цепи. Допустимое значение данной мето дической погрешности должно быть увязано с числом уровней квантования Nmax для устройств, обрабатывающих входное напряжение. При условии, что относительная методическая погрешность результата измерения бвх, связанная с конечным значе нием RBX, не должна превышать относительного значения кванта (100/ N ^ ), относи тельная методическая погрешность 6ПХопределяется [6] как
gВХ « ю ои^ - ,5
Квх
где RBblx - выходное сопротивление источника сигнала.
Таким образом, высокая разрешающая способность цифровых вольтметров требует высокого входного сопротивления. Указанное относится к основному диа пазону измерения. На диапазонах с более высокой чувствительностью, где часто применяется предварительный усилитель с последовательной ООС, RBXуменьшает ся во столько раз, во сколько увеличивается чувствительность [6, с. 148-152]. Для
усилителя с ООС известны формулы (коэффициент усиления, входное сопротивление)
Коос = j + RM.ooc = + PК); K OOCR„.OOC= KR = const,
где К к R - коэффициент усиления и входное сопротивление без цепи ООС; Р - ко эффициент передачи цепи ООС.
На верхних диапазонах (относительно основного) применяется входной дели тель напряжения (ДН), определяющий входное сопротивление устройства. Вариант схемы многодиапазонного входного устройства показан на рис. 3.1.
На диапазонах "10-1000" переключатель SW1 в нижнем положении и RBXопре деляется ДН R1-R4. К выходу ДН1 подключён усилитель с ООС. При РК » 1 мож но считать, что Кобс = î/р- Так как переключатель SW3 находится в верхнем поло жении, то р = 1 и Коос = 1. Только при Rw ooc » (Ra + R3 + R») можно считать, что
RBXone не влияет на величину входного сопротивления всего устройства.
На диапазонах "0,1; 1" делитель R1-R4 отключается переключателем SW1 (SW2 в верхнем положении), и входное сопротивление устройства равно RBX0осПоложение переключателя SW3 определяет значение коэффициента P (Р = 1 или Р = R6/(R5T + RÔ) <1), что изменяет как коэффициент усиления входного сигна ла, так и входное сопротивление устройства.
вход |
"0,1; 1 |
Rs
R6
Рис. 3.1. Входное устройство с диапазонами выше и ниже основного Для входных делителей напряжения разработаны специальные гибридные ИС
типа ДНМ [6] с номинальным значением коэффициента деления 1, 10, 100, 1000 и общим сопротивлением 10 МОм ± кОм. Погрешность коэффициента деления не бо лее 0,01-0,002 %, а температурный коэффициент отношения не более 2-10"4 %/°С. В корпусе ИС также находятся подстроечные резисторы, позволяющие подгонять ко эффициент деления с погрешностью до 0,001 % (см. табл. 3.1). Пример расчёта входного многодиапазонного устройства дан в [11, с. 182-184].
|
|
|
|
|
Таблица 3.1 |
|
|
|
Параметры ИС входных делителей напряжения |
|
|||
Тип |
RKCKÛM Погреши, ко- |
Температуря, |
Нестабильн. |
Габариты, |
Масса, |
|
|
|
эф. делен., %, |
коэф-т отно |
коэф-тов |
мм |
г |
|
|
не более |
шения, %/°С9 |
деления, %, |
|
|
|
|
|
не более |
не более |
|
|
ДНМ-7Б |
10±10 |
0,001 |
ю -4 |
0,001 за 5000 ч |
155x40x72 |
450 |
ДНМ-9 |
|
|
|
|
70x13x13 |
20 |
НР2-5 |
|
0,05 |
(Î-IO)IO-6 1У°С |
0,02-0,05 |
77x68x22 |
|
ДНД-4 |
|
0,01 |
|
|
|
200 |
При построении широкополосных ЦИУ важно обеспечить постоянное значение активного входного и выходного сопротивления ДН как в частотном, так и в дина мическом диапазоне. Оно должно быть равно характеристическому сопротивлению тракта передачи сигнала (обычно р = 50 Ом) для неискажённой передачи формы сигнала. Для этой цели применяются аттенюаторы [12, с. 138-140]. В основном при меняются аттенюаторы П- и Т-образных конфигураций (рис. 3.2). Номиналы их элементов при RB* = RBWX= 50 Ом и с вносимым затуханием Ai < 60 дБ приведены в табл. 3.2 [10].
Uo |
R2 |
U; |
Uo |
R3 |
R3 |
Ц |
|
|
*w |
X
H Z Z H -C Z I H
\ |
R4 RHUX |
|
R1 |
±
Рис. 3.2. Аттенюаторы П- и Т-образных конфигураций
Таблица 3.2
Вносимое затухание Ai аттенюаторов (рис. 3.2)
А„ дБ |
Ri, Ом |
R2, О м |
R3, Ом |
R4, Ом |
1 |
870,0 |
5,8 |
2,9 |
433,3 |
3 |
292,0 |
17,6 |
8,5 |
141,9 |
6 |
150,5 |
37,3 |
16,6 |
66,9 |
10 |
96,2 |
71,2 |
26,0 |
35,0 |
2 0 |
61,0 |
247,5 |
41,0 |
10,0 |
30 |
53,2 |
789,7 |
47,0 |
3,2 |
40 |
51,0 |
2500,0 |
49,0 |
1,0 |
50 |
50,3 |
7905,6 |
49,7 |
0,32 |
60 |
50,1 |
25000,0 |
49,9 |
0,10 |
Мощность резисторов малосигнальных аттенюаторов 0,3-0,5 Вт. Реактивные составляющие учитываются на частотах более 30-50 МГц. В этой области частот не применяют звенья с ослаблением более 20 дБ - большие затухания обеспечивают каскадным соединением нескольких звеньев. Для расчёта симметричных аттенюа торов используют выражения [12]:
a + l |
a2 -1 |
R 3 |
a - 1 |
2a |
а = ио/щ; Rj = p |
R 2 » P 2a |
=p |
Rj = Pa 2 -1 |
|
a -1 |
|
a + 1 ; |
Более подробный материал по построению ослабителей приведён в [12, с. 60-62].
4.КОММУТАТОРЫ
Внастоящее время в ЦИУ широко используются электронные ключи различно го функционального состава. Их основа - полевые транзисторы (ПТ), имеющие ма лое время переключения (доли наносекунды), в них отсутствует эффект накопления избыточных зарядов в структуре с последующим медленным рассасыванием. Для ключей разработаны специальные транзисторы с уменьшенным сопротивлением участка "сток-исток'' гси во включённом состоянии. Условно ключи можно разделить на логические (передающие на выход низкий или высокий уровень сигнала) и ана логовые (передающие на выход уровень входного напряжения). Простейший анало говый ключ можно представить схемой (рис. 4.1) на ПТ с каналом n-типа (индуци рованным затвором, с обогащением).
выход
и упр
ISBЛ
O BJ L
Изи
Рис. 4.1. Двунаправленный аналоговый ключ
При иупр < 0, ПТ закрыт и гС11« ЮГОм. При Uynp = 15 В ПТ открывается и гси « 25 Ом. Максимальное значение входного напряжения не более 10 В, иначе иупр = 15 В не смо жет удерживать ПТ в открытом состоянии. Если -10 < ивх < 0, необходимо иметь иупр, изменяющееся от минус 15 В до нуля. Резистор R„, который выбирается в диа пазоне 10-100 кОм, уменьшает уровень входного сигнала на выходе из-за паразит ного прохождения через межэлектродные ёмкости ПТ. Чрезмерно малое значение R„ ведёт к нелинейности амплитудной характеристики (АХ) ключа в динамическом диапазоне (ДЦ) (R„ соизмеримо с гсн, которое может несколько меняться в ДЦ).
Аналоговый ключ может быть построен на ПТ с р-п-переходом (канал п-типа) (рис. 4.2). В схеме необходимо не допускать появления тока затвора. При отрица тельном входном напряжении для удержания ПТ в закрытом состоянии управляю