книги / Радиорелейные линии связи. Курсовое и дипломное проектирование
.pdf-5 0 нс -100 нс
\ -150 нс -200 нс
-250 нс -300 нс ■350 нс
-4 00 нс
Рис. 3.33. (Окончание)
Глава 4 ОСОБЕННОСТИ ПРОЕКТИРОВАНИЯ ЦИФРОВЫХ РРЛ
4.1. СТРУКТУРА ЦИФРОВОЙ РРЛ
Быстрый рост удельного веса ЦРРЛ при создании сетей связи определяется высоким качеством передачи сигналов и высокой помехозащищенностью цифровых систем, их значительной эконо мической эффективностью. Передача сигналов в цифровой форме имеет ряд преимуществ, а именно: возможность передачи всех сиг-
налов связи (как аналоговых, так и дискретных) в единой цифро вой форме по универсальному линейному тракту; снижение экс плуатационных расходов (примерно на 25% ); значительное сни жение требований к линейности характеристик трактов передачи сигналов (группового тракта, ВЧ тракта); практически исключе ние (вследствие применения регенераторов) накопления искаже ний при ретрансляции; упрощение и удешевление каналообразу ющей аппаратуры; лучшее обеспечение скрытности связи; резкое повышение качества связи при наличии замираний сигналов на пролетах РРЛ.
При передаче аналоговых сигналов цифровым методом можно выделить три основных процесса обработки сигнала:
преобразование аналогового сигнала в цифровую форму; модуляция (манипуляция) цифровым сигналом синусоидаль
ной несущей промежуточной частоты; преобразование манипулированного сигнала ПЧ в сигнал СВЧ
и усиление этого сигнала.
При приеме очевидно производят последовательные обратные операции.
Структурная схема оконечной станции цифровой РРЛ приведе на на рис. 4.1. Аналогово-цифровой преобразователь (АЦП) пере дающей части включает в себя: дискретизатор (ДИС), где осу ществляется дискретизация во времени и квантование по уровню непрерывных сигналов абонентов ТФ каналов и образование мно гоканальной импульсной последовательности; кодер (К ), на выхо де которого напряжение соответствующего уровня квантования преобразуется в двоичный кодовый импульсный сигнал; далее в преобразователе кода (ПК) эти двоичные сигналы преобразуются в линейно-цифровой сигнал (ЛЦС), т. е. в форму, удобную для передачи по каналу связи. На приемной стороне в АЦП принятый ЛЦС сначала преобразуется в последовательность дискретных сиг налов в ПК и декодере (ДК), а затем в непрерывное сообщение в приемной части дискретизатора (ДИСПр), включающей в себя обычно фильтр нижних частот. От АЦП на модулятор (М) (и от демодулятора (Д) на АЦП) линейно-цифровой сигнал подается по кабельной соединительной линии (СЛ), которая может быть до статочно протяженной (до нескольких километров). Для восста новления формы, длительности и амплитуды каждого из символов ЛЦС служит регенератор (Р).
АЦП
Рис. 4.1. Структурная схема оконечной станции ЦРРЛ
4.2. РАСЧЕТ КАЧЕСТВЕННЫХ ПОКАЗАТЕЛЕЙ ЦРРЛ
Качество тракта ЦРРЛ характеризуется следующими парамет рами: вероятностью ошибок (коэффициентом ошибок), проскаль зыванием, фазовым дрожанием и задержкой. Вероятность оши бок (рош) определяется как вероятность неправильного приема символа (1 вместо 0 и наборот):
pOm= NoJN 0 = |
Noj B t 0 |
(4.1) |
где Nош— число ошибок, возникающих за промежуток времени /0; |
||
N0 — общее число |
бит-информации, |
переданной за промежуток |
времени /0; В — скорость передачи информации (бит/с). |
||
Важными показателями являются |
также проскальзывание — |
|
уменьшение или увеличение числа тактовых интервалов цифрового сигнала, приводящее к потере информации из-за выпадений или вследствие вставок символов, и дрожание — отклонение значащих моментов цифрового сигнала от их идеального положения во времени.
В качестве эталона для определения качественных показателей ЦРРЛ используют рекомендованный МККР гипотетический эта лонный цифровой тракт (ГЭЦТ). Такой тракт рекомендован МККР только для цифровых систем с пропускной способностью выше 8,448 Мбит/с. Протяженность эталонного тракта 2500 км, он имеет по 9 пунктов установки аппаратуры временного объедине ния цифровых сигналов и оконечного радиорелейного оборудова ния для каждого направления передачи. Коэффициент готовности такого тракта составляет 0,997. Тракт считается находящимся в состоянии неготовности, если в течение, по крайней мере, послед них 10 с наблюдается либо пропадание сигнала, либо вероятность ошибок превышает величину рош= Ю-3.
Вероятность ошибок существенно зависит от отношения сигналшум на,входе приемника. В соответствии с рекомендациями МККР
устанавливаются |
две |
допустимые |
величины вероятности |
|||||||
ошибок: |
для случая |
наличия |
|
|
Т а б л и ц а 4.1 |
|||||
глубоких |
замираний |
сигнала |
|
|
||||||
|
|
|
|
|||||||
на пролете РРЛ (усреднение за |
|
|
Процент времени, |
|||||||
малый промежуток времени) и |
|
Протя |
в течение которого |
|||||||
Сеть связи |
Рот не должна пре |
|||||||||
их |
отсутствия |
(усреднение |
женность, |
вышать указанное |
||||||
за |
большой |
промежуток |
вре |
|
км |
значение |
||||
мени). Для случая глубоких |
|
|
10” 6 |
| ю - 3 |
||||||
замираний |
сигнала |
допусти |
Магист |
2500 |
0,4 |
0,054 |
||||
мая |
вероятность |
|
ошибок, |
|||||||
усредненная за 1 с, составляет |
ральная |
|
|
|
||||||
Рош.доп= 10_3. Она может |
быть |
Внутри |
1400 |
3,5 |
0,0735 |
|||||
превышена |
в течение |
0,054% |
зоновая |
600 |
1,5 |
0,0315 |
||||
времени любого месяца. Пре |
|
250 |
1,5 |
0,0315 |
||||||
вышение |
ошибки |
10-3 |
соот |
|
|
|
|
|||
ветствует |
|
срыву |
связи |
на |
Местная |
50 |
1,5 |
0,0315 |
||
ЦРРЛ. |
|
|
|
|
|
|
0,75 |
0,016 |
||
Для случая |
отсутствия |
глубоких |
замираний сигнала вероят |
|
ность ошибки, |
усредненная за 1 мин |
и превышаемая |
в течение |
|
0,4% времени |
любого месяца, составляет Рош.доп— 10- 6. |
связи на |
||
Допустимые проценты |
времени ухудшения качества |
|||
всех видах цифровых РРЛ приведены в табл. 4.1. |
|
|||
Для реальных цифровых радиорелейных трактов длиной /, от личающихся от гипотетических эталонных цифровых трактов дли ной L, процент времени, указанный в табл. 4.1, следует умножить на следующие коэффициенты:
L = 600 км>/>200 км, к= ЦЬ для L = 250 км > /> 125 км, L = 200 км>/>100 км
к= 1/3 |
для /<200 |
км, L = 600 |
км, |
||
к=1/2 |
для |
/ с |
125 |
км, L = 250 |
км, |
|
|
/<100 км, L = 200 км, |
|||
к=1 |
для |
/< |
50 |
км, L= 50 |
км. |
Особенность ЦРРЛ — резко выраженная пороговая зависи мость вероятности ошибок на выходе линии от уровня сигнала на входе приемника, а также от амплитудных и фазовых искажений сигналов на пролетах РРЛ из-за избирательности интерференци онных замираний, вызванных многолучевым распространением ра диоволн.
Процент времени ^ (У тт). в течение которого вероятность оши бок на выходе ЦРРЛ, состоящей из п пролетов, превышает вели чину Р0шшах= 10—3, определяется по формуле
ппВЦ
Tz{Vmla) = 'VTl (Vmln) + |
2 TmJ {Vmia), |
(4.2) |
/ = i |
,=\ |
|
где первое слагаемое определяется замираниями полезных сигна лов и имеет смысл, аналогичный приведенному при расчете анало говых РРЛ; второе слагаемое определяется влиянием мешающих сигналов от внешних источников.
Связь на ЦРРЛ считается устойчивой при выполнении нера венств
TsiVmia) < |
иГдоп, если |
7'В11( Vmin) ф 0, |
(4.3) |
r E(V m,„) < |
^ДОП» если Tm(Vmin) = 0 . |
|
|
Значения Гдоп приведены в табл. 4.1. |
изложенной |
||
Расчет величины Гя(Ут ш) |
проводят по методике, |
||
для аналоговых РРЛ. Минимально допустимый множитель ослаб ления в этом случае
^mln = ^со/^с.пор» |
(4.4) |
где Рсо— мощность сигнала на входе приемника при распростра нении радиоволн в свободном пространстве, рассчитываемая по формуле (2.9) при У2(Л) = 1; Рс.пор — пороговая мощность сигнала
на входе приемника, при которой вероятность ошибок не превы шает допустимую (Рош= Ю-3) .
Величины lOlgPc.nop (в дБВт) приводятся в технических дан ных аппаратуры ЦРРЛ (Приложение 5).
Величина Рс.пор может быть также рассчитана по формуле
Р с.пор — |
Q BX min |
Р ш> |
|
|
|
|
(4.5) |
||
где |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Рт~ ЯшАГоД/ш |
|
|
|
|
|
(4.6) |
|||
— мощность теплового шума, приведенного ко |
входу |
приемника; |
|||||||
я ш — коэффициент |
шума приемника; kT0 = A-\Q~21 Вт/Гц; |
Д/ш — |
|||||||
шумовая полоса приемника, Гц; |
Q BXmin — минимально допустимое |
||||||||
отношение сигнал-шум на входе |
приемника, |
определяемое для |
|||||||
различных способов модуляции по выражениям: |
|
|
|
||||||
для ИКМ-АМ |
|
|
|
|
|
|
|||
QBX min — |
— |
2,3 (4 lg/?oui min “Ь 1,2) I |
|
|
(4-7) |
||||
для ИКМ-ЧМ |
|
|
|
|
|
|
|||
QBX min — |
— |
2,3 (2 lg Poui min - ) - 0,6) ; |
|
|
(4-8) |
||||
для ИКМ-ОФМ из выражения |
|
|
|
|
|||||
Pom m |
i n = = |
|
[ I |
Ф 2 ( 1 ^ * ^ Q |
B X min |
) ] » |
|
|
(4.9) |
где Ф( У 2QBX m in ) — |
интеграл вероятности. |
|
|
можно |
|||||
Минимально допустимый множитель ослабления (в дБ) |
|||||||||
также записать в виде |
|
|
|
|
|
||||
10 |
^ыпо = |
10 |
р с.„0Р - |
10 lg Рп— 10 lg L0- |
20 - |
Lt , |
(4.10) |
||
где Рп— мощность передатчика в Вт; LQ и Ьф— потери мощности сигнала в свободном пространстве и в АФТ; G— коэффициент усиления антенны.
Для аппаратуры «Радан-2»
Ю 1(? l^mino = 10 lg Rl 59,9, |
(4.11) |
где Ro— длина пролета ЦРРЛ, км.
Из-за мешающих сигналов, вызванных обратным излучением, происходит дополнительное увеличение вероятности ошибок по сравнению с теми значениями, которые обусловлены всплесками теплового шума и учитываются величиной Рс.пор в (4.10).
Для учета влияния указанных мешающих сигналов в выраже
ние (410) вводят дополнительное слагаемое ДУобр: |
|
1/ min — Цmin0“Ь АЦобр. |
(4.12) |
Методика расчета величины АУобр приведена в Приложении 4. Для повышения устойчивости связи на ЦРРЛ помимо разне сенного приема применяют адаптивные корректоры (эвалайзеры), компенсирующие искажения АЧХ тракта распространения радио волн из-за избирательности интерференционных замираний сигнала. При применении этих устройств процент времени, в течение ко-
5— 1158 |
65 |
торого превышается рОш = 10” 3, может быть в среднем снижен в 2 ... 3 раза.
Наибольший эффект дает одновременное применение простран ственно-разнесенного приема и эквалайзера.
4.3. ИЗМЕРЕНИЕ КАЧЕСТВЕННЫХ ПОКАЗАТЕЛЕЙ ЦРРЛ
Для измерения качественных |
показателей |
ЦРРЛ используют |
специальный прибор — измеритель |
качества |
цифровых трактов |
(ИКЦТ), состоящий из имитатора цифровых сигналов, выделите ля ошибок, выделителя тактовой частоты, преобразователей кода, счетчика ошибок. В имитаторе цифровых сигналов формируется псевдослучайная последовательность импульсов, которая макси мально приближается по своим свойствам к случайному цифрово му сигналу, но в то же время позволяет по определенному закону выделять ошибки, возникающие при передаче по тракту сигнала этой псевдослучайной последовательности.
Структурная схема измерения помехоустойчивости регенерато ра приведена на рис. 4.2. В этом случае на вход исследуемого ре генератора (Р) подают сигнал с выхода ИКЦТ и шум с выхода генератора шума (ГШ ). Сигнал с выхода регенератора подают на ИКЦТ, где измеряют вероятность ошибок на выходе в зависи мости от отношения амплитуды напряжения сигнала к эффектив ному значению напряжения шума на его входе.
Одним из важных преимуществ цифрового способа передачи является возможность восстановления переданной импульсной по следовательности после ее прохождения по тракту. В процессе прохождения по тракту импульсный сигнал подвергается различ ного рода искажениям, которые приводят к изменению временных интервалов в импульсной последовательности и в конечном счете обусловливают возможность ошибочного приема символа. Восста новление искажений временных интервалов производится в реге
нераторе.
Глаз-диаграмма представляет собой графический метод, позво ляющий наглядно оценить искажения импульсной последователь ности, возникающие при прохождении ее от регенератора к реге-
Соединительная линия
Рис. |
4.2. Структурная |
Рис. 4.3. Структурная схема наблюдения глаз- |
|
схема |
определения поме- |
диаграммы |
|
хоустойчивости |
регене |
|
|
ратора |
|
|
|
нератору (рис. 4.1), и оценить рабочую зону регенератора (так называемый «раскрыв» глаз-диаграммы). Для получения глаздиаграммы на вход вертикального отклонения луча осциллографа (рис. 4.3) подают линейно-цифровой сигнал (ЛЦС) с выхода де модулятора (Д). Синхронизация осциллографа осуществляется сигналом с выхода выделителя тактовой частоты регенератора (Р). Луч осциллографа прочертит на экране вдоль одной и той же строки все возможные сочетания передаваемой импульсной по следовательности. Эти осциллограммы, будучи наложенными одна на другую, и составят глаз-диаграмму.
На рис. 4.4, а приведена осциллограмма двоичного сигнала на входе тракта; на рис. 4.4,6 приведена осциллограмма этого же сигнала на выходе демодулятора (рис. 4.3). Луч осциллографа по
следовательно |
изображает осциллограммы, показанные |
на |
рис. 4.4, в—з. |
Указанные осциллограммы при наложении друг |
на |
друга образуют изображение, показанное на рис. 4.4, и. Как сле дует из этого рисунка, на экране осциллографа получается перио дическая последовательность, поэтому глаз-диаграмму обычно на блюдают при развертке на два тактовых интервала (рис. 4.5).
Следует отметить, что на рис. 4.4 и 4.5 показаны осциллограм мы в отсутствие межсимвсльных искажений (т. е. при оптималь ной фильтрации в тракте). Заштрихованная область на рис. 4.5 называется «глазом». Раскрыв «глаза» Д«о показывает, на сколь ко могут различаться в наихудшем случае уровни ЛЦС, соответ ствующие символам «О» и «1». Из рис. 4.5 следует, что в отсутст вие межсимвольных искажений раскрыв «глаза» в середине симво
ла ((t = to) |
максимален |
и равен амплитуде ЛЦС. Очевидно, что |
|
если точка |
пересечения |
перпендикуляров, проведенных к оси абс |
|
цисс |
в точке to (в этот |
момент осуществляется стробирование |
|
ЛЦС |
в регенераторе) и к оси ординат в точке порогового напря |
||
жения регенератора («„), будет находиться посредине (крестик на рис. 4.5), то в регенераторе всегда будут приниматься правиль ные решения.
Межсимвольные искажения ЛЦС приводят к уменьшению раскрыва «глаза». Сущность возникновения межсимвольных искаже ний может быть проиллюстрирована осциллограммами, приведен ными на рис. 4.6, где показана трансформация импульса по мере сужения полосы пропускания тракта. Когда полоса пропускания бесконечна (Д/->-оо, рис. 4.6,а), форма импульса идеально прямо
угольная. |
Конечная полоса пропускания (Д/ = а, рис. |
4.6,6) обус |
|
лавливает |
увеличение длительности |
импульса. Сужение полосы |
|
пропускания (рис. 4.6, в — Af = b<a\ |
г — Af = c<b) |
приводит к |
|
растягиванию импульса и уменьшению его амплитуды. Начиная с некоторого значения ширины полосы пропускания (Дf = b), ампли туда импульса за время т не успевает нарасти до номинального значения. У импульса с большей длительностью (штриховая линия на рис. 4.6) это нарастание амплитуды эффективнее. Таким обра
зом, амплитуда импульса зависит от того, какие |
символы пред |
|
шествуют данному |
в ЛЦС. Так, в комбинации |
0001 амплитуда |
окажется ма^.ой, а |
в комбинации 1111 амплитуда |
нарастет до но |
минального значения. В линейно-цифровом сигнале всегда будут присутствовать символы, амплитуды которых не успели нарасти до номинального значения (рис. 4.7), поэтому суммарный раскрыв «глаза» Ди уменьшается даже при t= t0y так как напряжение ЛЦС при t= t0 будет определяться не только символом данной тактовой позиции, но и соседними (предыдущим и последующим). Напри мер, при сочетании символов 0-«-1->-0 (это означает, что на дан
ном тактовом интервале передается символ |
« 1», |
а предыдущий и |
||
последующий |
символы — «0») |
напряжение |
ЛЦС |
на протяжении |
всего тактового |
интервала не |
успевает достичь |
величины им, а |
|
при сочетании |
символов 1-«-0->1— достичь |
нуля. |
Эти наихудшие |
|
(для данного случая) сочетания символов определяют уменьшение раскрыва «глаза».
Рис. 4.6. Осциллограммы, поясняю- |
Рис. 4.7. Глаз-диаграмма при меж- |
щие сущность возникновения меж- |
символьных искажениях |
символьных искажений |
|
Уменьшение раскрыва «глаза» указывает на уменьшение амп литуды ЛЦС на входе регенератора. При этом можно считать, что
если |
в |
результате |
межсимвольных |
искажений |
и погрешности в |
||
установке стробирования |
раскрыв |
«глаза» уменьшился и |
иш до |
||||
A l / о , |
то |
для того, |
чтобы |
сохранилось значение |
вероятности |
оши |
|
бок, рассчитанное для случая отсутствия межсимвольных искаже ний и погрешности, следует в им/Аи0 раз увеличить отношение сигнал-шум на входе регенератора.
Глава 5 ВОПРОСЫ АНАЛИЗА ЭЛЕКТРОМАГНИТНОЙ СОВМЕСТИМОСТИ РРЛ ПРЯМОЙ ВИДИМОСТИ
5.1. СУЩНОСТЬ ЭЛЕКТРОМАГНИТНОЙ СОВМЕСТИМОСТИ
Современное развитие радиоэлектронных средств таково, что практически всегда любая система связи работает в окружении других систем связи. При этом передатчики данной системы связи могут создавать помехи приемникам других систем и наоборот. Таким образом, при проектировании систем связи необходимо проверить возможность электромагнитной совместимости (ЭМС) проектируемой системы с другими радиоэлектронными средствами. Задача обеспечения ЭМС радиоэлектронных средств состоит в том, чтобы при выполнении соответствующих условий взаимные помехи не мешали нормальному функционированию радиоэлек тронных средств.
Вопросы, связанные с изучением возможности работы радио электронных средств без недопустимых помех, возникли давно, однако в последние годы вследствие бурного развития и роста числа радиоэлектронных средств, проблема обеспечения их ЭМС приобрела первостепенное значение. Особенно важными оказались вопросы ЭМС радиорелейных линий прямой видимости и тех спутниковых систем связи, которые работают в общих с РРЛ по лосах радиочастот.
В соответствии с рекомендациями МККР псофометрическая мощность помехи от мешающего передатчика спутниковой систе
мы связи на выходе ТФ канала РРЛ |
не |
должна превышать |
1000 пВтО в течение не более, чем 20% |
времени любого месяца, |
|
или 50 000 пВт в течение не более, чем 0,01% |
времени любого ме |
|
сяца. Мощность помех в канале изображения РРЛ, превышаемая
в течение 1% времени любого месяца, не должна быть |
больше |
0,1 части от допустимого значения шумов. Помимо этого |
МККР |
рекомендует ограничивать мощности направленного излучения пе редатчиков спутниковых систем связи и РРЛ прямой видимости. Как правило, излучаемые мощности нормируются в полосе 4 кГц.
5.2. МЕТОДЫ ОБЕСПЕЧЕНИЯ ЭЛЕКТРОМАГНИТНОЙ СОВМЕСТИМОСТИ ПРИ ПРОЕКТИРОВАНИИ РРЛ ПРЯМОЙ ВИДИМОСТИ
Оценка электромагнитной обстановки в предполагаемом рай оне расположения радиорелейных станций. При этом в распоря жении у проектировщиков должен быть подробный план разме щения всех радиоэлектронных средств в данном районе с указа нием частот, направления излучений, мощностей передатчиков, а также параметров приемников, антенн и передаваемых сигналов.
Исключение интенсивных дискретных составляющих в спектрах передаваемых сигналов. Если спектр передаваемого сигнала со держит достаточно мощную дискретную составляющую (например, спектр ЧМ сигнала при модуляции многоканальным ТФ сообще нием с малым индексом, рис. 5.1,а), то в полосе 4 кГц она может служить источником сильных помех. Для уменьшения этих помех используют специальный сигнал, называемый сигналом дисперсии (рассеяния), с помощью которого осуществляется рассеяние мощ ности дискретных составляющих по спектру передаваемого ЧМ сигнала (рис. 5.1,6). На приемном конце сигнал дисперсии уда ляется и восстанавливается исходная форма спектра передаваемо го сигнала.
Сигналы дисперсии вводят также в телевизионные ЧМ сигна лы, содержащие мощные дискретные составляющие, соответству ющие синхронизирующим и гасящим импульсам (рис. 5.2). При передаче аналоговых сигналов применяют сигналы дисперсии пи лообразной формы и в виде ограниченного по полосе «белого» шума.
При передаче сигналов по ЦРРЛ в цифровом сигнале присутст вуют регулярно повторяющиеся символы и группы символов. Это приводит к появлению в спектре радиосигнала на выходе СВЧ пе редатчика интенсивных дискретных составляющих, которые могут создавать мешающее действие другим радиоэлектронным средст вам. Для рассеяния этих дискретных составляющих по частотному
а)
*o-FB V - ^ H f° fo+F* fo+Fg |
f |
Рис. 5.2. Спектр телевизионно |
|||
4кГи, |
|
го ЧМ сигнала |
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
Рис. 5.1. Спектр ЧМ сигнала. |
|||
|
|
а — при |
модуляции многока |
||
|
|
нальным |
ТФ |
сообщением с |
|
|
|
малым |
индексом; б — при вве |
||
|
|
дении |
сигнала |
дисперсии |
|