книги из ГПНТБ / Васильев Г.А. Повышение эффективности комплексной автоматизации

Аппаратура передачи радиолокационной информации должна быть работоспособна при следующих параметрах канала связи: по

определена, исходя из вероятности передачи координат. При доста­ точно устойчивой системе синхронизации можно считать, что пере­ рывы длительностью 50— 100 мс допустимы раз в 50— 100 с [36, 38].

Импульсные помехи приводят к появлению ложных срабатыва­ ний в том случае, если их амплитуда равна или больше амплитуды сигнала. Расчеты показывают, что средний интервал появления таких помех должен быть не менее 5—20 с. Допустимое значение количе­ ства импульсных поме;х во многом зависит от характеристик оконеч­ ного устройства системы (электронно-лучевой трубки, кодопреобра­ зователя) и характеристик потребителя информации (человека-опе- ратора, ЭЦ ВМ ).

Скачкообразное изменение уровня сигнала на выходе канала связи не должно приводить к срыву синхронизации и увеличению

190

ошиики передачи сверх допустимой величины. Практически скачко­ образное изменение уровня на 0,7 Нп может считаться допустимым

ным срабатываниям приемной аппаратуры. Принято считать, что средний интервал между ложными срабатываниями в этом случае не должен быть менее 5—20 с.

Фазовые искажения в телефонных каналах характеризуют обыч­ но как отклонение группового времени замедления на границах полосы пропускания от группового времени замедления на средней частоте (обычно 800 Гц). Современные каналы проектируются так, чтобы неравномерность группового времени замедления в пределах полосы пропускания не превышала 1—2 мс. Рекомендации МККТ предусматривают для этого параметра значения б—10 мс. Однако для обеспечения высоких скоростей передачи нормы по неравномер­ ности группового времени замедления составляют 0,5— 1,0 мс. По­ этому для автоматической передачи радиолокационной информации целесообразно применять фазовую коррекцию каналов связи (38]. При отсутствии фазовой коррекции требования к скорости и точ­ ности передачи должны быть снижены.

При проектировании системы передачи радиолокационной ин­ формации необходимо знать величину шумового воздействия, кото­ рое испытывают передаваемые по каналу сигналы. Величина средне­ квадратического отклонения шумового воздействия может быть рас­ считана в соответствии с методикой, изложенной в работе (36]. При воздействии флуктуанионной помехи

связи на уровне 0,7 Нп. Коэффициент КфЛ зависит от вида моду-, ляиии. Его значения равны: 1,41 при амплитудной модуляции (AM); 0,50 при частотной модуляции (ЧМ ); 0,71 при фазовой модуляции

(ФМ ).

При воздействии гармонической помехи среднеквадратическое

Величина среднеквадратического отклонения шумового воздей­ ствия, вызванного качанием фронта, не зависит от выбранного вида модуляции и определяется только несущей частотой колебаний в ка­ нале связи /о

Зш кач = 1/2п К"2 f0.

Скачкообразные изменения уровня сигнала вызывает при AM иска­ жения в 2—4 раза больше, чем при ФМ и ЧМ. При этом, если

191

уменьшение уровня превосходит 0,7 Ни, работа приемного устрой­ ства при использовании AM прекращается.

Полная величина шумового воздействия является суммой пере­ численных компонент, взятых с весами, которые зависят от соот­ ношения того или иного вида помех в канале связи. В качестве

и качанием фронта передаваемых сигналов. Полагая эти факторы статистически независимыми, вычислим суммарную величину средне­ квадратического отклонения шумового воздействия

На рис. 7.2 показаны графики функций шумового воздействия для AM, ФМ и ЧМ при различном отношенин сигнала к шуму в теле­

задержкам передачи информации. Это. в свою очередь, влечет за собой необходимость передачи момента времени измерения коор­ динат цели с помощью РЛС, необходимость коррекции ошибок, вы­ званных задержкой передачи, и как следствие дополнительное умень­ шение пропускной способности системы. Передача информации циф­ ровыми методами не снижает точности, обусловленной выбранным оптимальным разложением зоны обзора, если процесс кодирования координат синхронизирован с процессом преобразования и разряд­ ность кодов координат не ниже разрядности разложения. При не­ синхронное™ процессов преобразования и кодирования величина шумового воздействия при цифровой передаче определяется ценой младшего разряда кода.

7.2.Система «Рафакс»

7.2.1.Техническая реализация

Система «Рафакс», разработанная в США, предназначена для автоматической передачи информации РЛС кругового обзора по телефонным каналам связи [5!]. РЛС имеет следующие параметры:

192

Считывание сигналов с экрана ЭЛТ производится с помощью электромеханического сканирующего устройства. Устройство состоит из вращающегося диска с узкой радиальной целью и фотоэлемента. Диск установлен между экраном ЭЛТ и фотоэлементом и приво­ дится во вращение синхронным электродвигателем. Частота враще­ ния диска составляет 30 об/с. В момент, когда щель вращающегося диска проходит над участком экрана ЭЛТ, засвеченным отраженным от цели сигналом РЛС, световой поток приводит к появлению фото­ тока и таким образом осуществляется считывание сигналов. Период считывания определяется временем полного оборота диска и состав­

рина сектора разложения Д(1о= 20 равна ширине диаграммы антенны РЛС в горизонтальной плоскости.

Тангенциальная ширина щели вращающегося диска составляет около 1/150 длины линии развертки. Следовательно, количество эле­ ментов разложения по дальности ло=150, а величина интервала разложения A d a = D /n t> = 0 ,3 2 км. Длительность считанных сигналов Тв = Тв/яо=0,22 мс. Считанные фотоэлементом сигналы усиливаются и с помощью генератора ударного возбуждения превращаются в ам- шштудно-модулированные колебания с несущей частотой около 1 650 Гц. Синхронизирующие импульсы тракта дальности с периодом повторения Тц — 33 мс проходят аналогичное устройство формирова­ ния и смешиваются с преобразованными сигналами, образуя единую последовательность сигналов тракта дальности (временная диаграм­ ма 1, рис. 7.4). Для улучшения качества синхронизации приемной части системы амплитуда синхроимпульсов, подаваемых в канал связи, в два раза превышает амплитуду преобразованных сигналов РЛС.

Спектр сигналов тракта дальности вследствие выбора для пере­ дачи информации телефонного канала связи ограничивается полосой пропускания от 500 до 3400 Гц. Длительность сигналов, передавае­ мых по каналу связи, составляет тк= 0 ,6 мс. Передача сопровож­ дается характерными искажениями формы сигналов (временная диа­ грамма 2 , рис. 7.4), которые вызваны ограниченной полосой пропу­ скания, а также неравномерностью частотных и фазовых характе­ ристик канала. Отношение сигнала к шуму в канале не хуже

2,5 Нп.

Сигналы азимутального положения вырабатываются тахогенератором переменного тока, встроенным в редуктор привода антенны РЛС. Частота тока тахогенератора пропорциональна скорости вра­ щения антенны и при частоте вращения 10 об/мин составляет 60 Гц.

Напряжение тахогенератора используется для амплитудной мо­ дуляции несущей частоты 350 Гц и в виде амплитудно-модулиро- ванных колебаний передается по каналу связи. Для синфазного вра­ щения развертки индикатора приемной части системы и антенны РЛС один раз за оборот передается сигнал «север». Этот сигнал формируется в момент прохода антенной РЛС направления на север и приводит к двукратному увеличению амплитуды сигналов тракта азимута. Длительность сигнала «север» составляет 50— 100 мс. Для передачи сигналов азимутального тракта системы использован уча­ сток полосы пропускания канала от 300 до 400 Гц.

Сигналы трактов дальности и азимута объединяются в суммар­ ный сигнал и через выходное устройство поступают в телефонный

194

собности 7(з = 7’рТк/Гвти = 6. Отсюда полоса пропускания канала свя­ зи, необходимая для передачи преобразованных сигналов (без уче­ та передачи сигналов тракта азимута),

= 2Д/рлс/*1*.К. = 2.36 кГц,

что не превышает полосы пропускания телефонного канала связи. Количество элементов разложения по дальности (2.16) и азимуту

(2.17)

По= Тв/Хв= 150; ^о= Гобз/7'а=.180.

Отсюда размеры элементов разложения по дальности (2.18) и ази­ муту (2.19) соответственно равны:

Acfo=Z?/«o=0,32 км; Д(3о=2я/до = 0,035 рад=2°.

Оценим точность системы, вычислив математическое ожидание пло­ щади элемента разложения (3.7)

2

mos = - g - Ad0A$„D = 0,37 км2.

Размеры элемента разложения, площадь которого равна mas, суще­ ственно различаются:

Ado= 0,32 км; 2/3Др0Я=1,17 км.

Отсюда следует вывод, что первое правило квадрата не выполня­ ется и, следовательно, при создании системы применено разложение, заметно отличающееся от оптимального.

Вычислим характеристики линейных ошибок системы. Для этого найдем величину нормированного аргумента

ct=Apȣ>/Arfo=5,5.

Определим коэффициент шумового воздействия, предполагая для простоты, что на амплитудно-модулированный сигнал тракта даль­ ности оказывают влияние только флуктуационные шумы канала и качание фронта. По графику, приведенному на рис. 7.2, находим среднеквадратическое отклонение шумового воздействия стш=50 мкс при разности эффективных уровней сигнала и шума Др=2,5 Нп. Отсюда, воспользовавшись формулой (5.5), получаем величину ко­ эффициента шумового воздействия

(2.20):

N = n0qo = 27 000.

Масштабный коэффициент разложения (4.21).

р = Y2nD2/N = 0,76 км.

Определим значения нормированных функций т 0(а, |) и 0о(а, £), воспользовавшись графиками, приведенными на рис. 5.2 и 5.3, или таблицами приложения 4. При а=.5,5 и £=0,8 имеем т 0(а, £)=0,89,

Оо(а, £) =0,51.

Следует отметить возможность получения значений функций Wo (а, |) и сто (а, £), непосредственно не изображенных на рис. 5.2

196

и 5.3, методом линейной интерполяции. Возможность применения этого метода непосредственно вытекает из свойства функций изме­ няться при изменении коэффициента шумового воздействия не бы­ стрее, чем его первая степень (5.45).

этих функций, значительно отличающиеся от минимально возможных. Вычислим математическое ожидание линейной ошибки (5.3) и ее среднеквадратическое отклонение (5.6):

m0(2)=pm 0(a, |)=0,68 км; ао(г)=ро0(а, £)=0,39 км.

Найдем интегральную разрешающую способность системы. Зна­ чение параметра

x,=A£)/Arfo=TK/TB= 2 ,7 .

Отсюда величина аргумента

у= а /и =2 .

Для вычисленного значения аргумента у по графику функции Мо(у) (рис. 6.2) определим ее значение и, воспользовавшись формулой (6.3), получим значение интегральной разрешающей способности

М0 [и) = р W М0(у) = 1,62 км.

Поскольку значение аргумента у больше оптимального (уопт=1,4), следует считать, что характеристики системы по разрешающей спо­ собности выбраны неудачно. В соответствии с рекомендациями, из­ ложенными в гл. 6, значение аргумента у должно принадлежать вет­ ви функции Мо(у), расположенной слева от ее минимума.

Среднюю вероятность пропуска сигналов, связанную с ограни­ чением разрешающей способности системы, вычислим по формуле

(6.15)

Р0 = 4х/3лд = 1,6-10-*.

Таким образом, из анализа характеристик системы следует, что ее параметры не могут считаться оптимальными ни для достижения высокой точности, ни для достижения высокой разрешающей способ­ ности. Если принять во внимание, что отметка на экране ЭЛТ запи­ си имеет размер около 1 мм, а ошибка передачи тракта азимута составляет не менее 0,5°, то общее количество элементов разложения зоны обзора реально не превосходит 11 000. Вследствие этого точ­ ность передачи радиолокационной информации будет значительно ниже рассчитанной.

7.3.Система SDV

7.3.1.Техническая реализация

Система SDV (Sustem Decelerate Visible), разработанная в США для использования в составе системы ПВО «Сейдж» (SAGE), вы­ полняет функции автоматического съема и передачи информации от РЛС оповещения по телефонным каналам связи [2]. РЛС имеет следующие параметры: дальность действия £> = 250 км; период об­ зора 7’оба=12 с; период повторения Тп=2 мс; время рабочего хода Тр=1,67 мс; длительность зондирующего импульса ти=2 мкс; поло-

197

са пропускания РЛС Afрлс= 400 кГц; ширина диаграммы направ­

ленности антенны в горизонтальной плоскости 0А=1,5°.

В основу создания системы SDV положен метод секторного преобразования радиолокационной информации. Для преобразования используется разложение нулевого типа. Вследствие этого струк­

нием является применение циф­ ровых развертывающих устройств. Развертывающее устройство фор­ мирует на запоминающей мишены ЭЛТ растр, состоящий из 256 от­ дельных точек, каждая из которых соответствует одному элементу дальности.

Цифровая развертка со «ступенчатым» отклоняющим напря­ жением может быть получена с помощью схемы, в состав которой входят двоичный счетчик (ДС) и генераторы токов (ГТ) (рис. 7.5). Дзоичный счетчик управляет включением генераторов тока, кото­ рые питают общее нагрузочное сопротивление. Снимаемое с него напряжение используется для отклонения луча потенциалоскопа. Первый генератор тока создает в нагрузке единичный ток 1%, вто­ рой— ток / 2= 2/ 1, третий — ток /з=4/ 1 и т. д. Количество разрядов счетчика и генераторов тока т определяется соотношением

л о = Д /Ado s £ 2 m.

В' начале цикла работы развертывающего устройства все триггеры двоичного счетчика находятся в исходном состоянии, все генера­ торы тока выключены, ток в сопротивлении нагрузки равен нулю. При поступлении на вход устройства первого масштабного импуль­ са первый триггер счетчика переходит во второе устойчивое со­ стояние и включает первый генератор тока: через сопротивление нагрузки идет ток /= Д . Второй масштабный импульс возвращает первый триггер счетчика в исходное состояние, что вызывает сраба­ тывание второго триггера. При этом выключается первый генера­

первым и вторым генераторами токов. Он равен / = / i + / 2 = 3/i. Про­ цесс возрастания тока единичными ступенями продолжается до тех пор, пока на сопротивлении нагрузки не будут сформированы все По ступеней отклоняющего напряжения. Если на вход двоичного счетчика поступают первичные масштабные импульсы с периодом Тп=7’р/по. то формируется отклоняющее напряжение развертки записи, состоящее из л0 ступеней. При поступлении на вход двоич­

198

Таким образом, один и тот же генератор может формировать отклоняющее напряжение для режимов записи и считывания при изменении частоты масштабных импульсов, поступающих на егс вход. Преимуществом цифровых развертывающих устройств по сравнению с аналоговыми является идентичность характеристик отклоняющих напряжений в режимах записи и считывания [21].

Сигналы, снимаемые с выхода РЛС, поступают на квантизатор, где происходит их временная и амплитудная дискретизация [7]. Нормированные сигналы с выхода квантизатора подаются на управ­ ляющий электрод потенциалоскопа, что приводит к изменению по­ тенциального рельефа тех элементов растра на запоминающей ми­ шени ЭЛТ, которые соответствуют дальности наблюдаемых РЛС целей. Таким образом, временное положение сигналов при записи преобразуется в пространственное. В системе SDV запись сигна­ лов, содержащихся в пределах одного периода повторения РЛС,

сигналов РЛС на мишени ЭЛТ производится с накоплением в те­ чение 23— 24 периодов повторения Тп = 2 мс. Это обстоятельство позволяет совместить выполнение функций предварительной селек­ ции и преобразования сигналов от целей в одном устройстве.

После окончания процесса записи устройство преобразования переводится в режим считывания, продолжительность которого Тв равна полному времени записи. При считывании пространственное положение сигналов преобразуется во временное в соответствии с пространственно-временными масштабными соотношениями (2.21). Считывание потенциального рельефа с запоминающей мишени ЭЛТ производится со стиранием, и по окончании цикла считывания устройство преобразования готово к новому циклу записи.

Для исключения потерь информации применяются две анало­ гичные ЭЛТ, одна из которых в течение вторичного периода повто­ рения Тв работает в режиме записи, а другая в режиме считыва­ ния. По окончании периода Гв производится переключение режи­ мов ЭЛТ: первая переводится в режим считывания, а вторая в ре­

жим записи.

Количество элементарных секторов разложения по азимуту вы­ брано в системе равным 256 исходя из ширины диаграммы направ­ ленности РЛС в горизонтальной плоскости. Вследствие этого дли­ тельность вторичного периода повторения Тв= Тобэ/<7= 12/256= =46,8 мс. При этом общее количество элементов разложения зоны обзора

ЛГ=ло<7о=65 000.

Преобразованные сигналы РЛС и синхросигналы тракта дально­ сти с периодом Тв поступают в блок формирования, где превраща­ ются в амплитудно-модулированные сигналы с длительностью тк = = 625 мкс. Спектр этих сигналов занимает в полосе пропускания телефонного канала связи частоты от 500 до 3 400 Гц. Длительность передаваемых по каналу связи сигналов в четыре раза превышает длительность периода повторения вторичных масштабных импульсов тв = 156 мкс. Поэтому в пределах одного элементарного сектора зоны обзора может быть передана информация не более чем о 64 целях.

199