книги из ГПНТБ / Васильев Г.А. Повышение эффективности комплексной автоматизации

Сигналы азимутального тракта передаются в нижней части по­ лосы пропускания телефонного канала связи в виде амплитудно-мо- дулированных колебаний. Среднеквадратическая ошибка передачи азимутального положения антенны РЛС примерно 0,5°.

Принципы работы приемной части системы SDV аналогичны системе «Рафакс». Изображение на приемном индикаторе кругового обзора обладает высокой контрастностью, что улучшает условия наблюдений целей. Это обстоятельство объясняется использованием нормированных сигналов для передачи информации и как следст­ вие — отсутствием шумового фона, свойственного обычному радио­ локационному индикатору кругового обзора.

Аналогичные принципы и методы технической реализации по­ ложены в основу создания автоматической системы передачи ра­ диолокационной информации по телефонным каналам связи, опи­ санной в [22].

7.3.2. Анализ характеристик

Рассмотрим вопросы анализа характеристик системы SDV в предположении, что отношение мощности сигнала тракта даль­ ности к мощности шума в канале связи составляет 2,5 Нп (т. е. около 12 раз), что соответствует каналу сравнительно низкого ка­ чества.

Воспользовавшись формулами (2.1), (2.2) и (2.4), определим коэффициенты сокращения избыточности радиолокационной инфор­

Интервалы разложения по дальности (2.18) и азимуту (2.19) соот­

неоптимальным. Найдем числовые характеристики линейных ошибок системы. Для этого вычислим нормированный аргумент (4.18).

а = 2rsng'N = 6,3.

Шумовое воздействие в канале связи определим по графику, изо­ браженному на рис. 7.2, для случая AM при отношении сигнала к шуму Др=2,5 Нп, предполагая, что источники ошибок — флуктуационный шум канала и качание фронта передаваемых по каналу импульсов. Имеем стш = 50 мкс. Следовательно, величина коэффици­ ента шумового воздействия (5.5)

| = 2 У'З-аш/хв= 0,96 з ; 1.

неоптимальность выбранного разложения. Масштабный коэффици­ ент (4.21)

р = у 2nD2/N = 2,51 км.

200

Отсюда математическое ожидание линейной ошибки и ее средне­ квадратическое отклонение на основании (5.3) и (5.6) соответст­ венно равны:

/По(г) = р т 0(а, е) =2,35 км; 0 о(г) =ро0(а, |) = 1,39 км.

Оценим характеристику системы по разрешающей способности. Так как параметр

х = тк/тв = 4,

то нормированный аргумент

у=а/х=1,57.

По графику, изображенному на рис. 6.2, найдем значение функции

•Мо(у) при >>=1,57 и вычислим интегральную разрешающую спо­ собность (6.3)

(и) = р Vк М0(у) = 5,9 км.

Средняя вероятность пропуска целей (6.15)

Р„ = 4х/3п\ = 0,8-10-“ .

Как видно из приведенного анализа, характеристики системы далеки от оптимальных. Система обладает разрешающей способ­ ностью, близкой к потенциальной, но параметры разложения не могут считаться оптимальными и в этом случае, поскольку выбран­ ное значение аргумента у больше оптимального (¥опт = 1,4) и со­ ответствует правой ветви функции Мо(у).

7.3.3. Оптимизация параметров

Рассмотрим вопрос об оптимизации параметров системы в це­ лях достижения потенциальной точности. Предположим, что для преобразования сигналов РЛС используется разложение второго типа, а передача сигналов системы осуществляется с помощью фа­ зовой манипуляции. При этом все исходные условия, т. е. харак­ теристики РЛС и канала связи остаются неизменными.

Применение более сложного типа секторного разложения и бо­ лее помехоустойчивого метода передачи сигналов необходимо для того, чтобы получить существенное улучшение характеристик си­ стемы по сравнению с рассмотренными в п. 7.3.2.

При отношении эффективного уровня сигнала к уровню шума 2,5 Нп величина шумового воздействия Сш при совместном влия­ нии флуктуационного шума и эффекта качания фронта (см. рис. 7.2) при фазовой модуляции составляет около 35 мкс.

Исходя из заданных исходных условий, выберем оптимальное количество элементов разложения в соответствии с методикой, из­ ложенной в § 5.5, полагая, что параметр I, определяющий степень

201

7.3.4. Выбор оптимальных параметров для достижения заданной точности

Рассмотрим методику расчета структурных параметров систе­ мы, которая должна удовлетворять заданной точности. Для удоб­ ства изложения предположим, что секторная система предназначе­ на для передачи информации от РЛС кругового обзора по теле­ фонному каналу связи. При этом параметры РЛС и канала связи соответствуют приведенным в п. 7.3.1. Пусть необходимо спроек­

амплитудной модуляции. Как отмечалось ранее, величина шумового воздействия о ш равна 50 мкс при отношении эффективного уровня сигнала к уровню шума 2,5 Нп (рис. 7.2). Для преобразования сиг­ налов РЛС в целях простоты технической реализации считается целесообразным использовать разложение нулевого типа.

Для решения задачи по заданным исходным условиям восполь­ зуемся выражением (5.18). Среднеквадратическое отклонение ли­ нейной ошибки системы, полученное в результате проектирования, должно быть не больше минимально возможного:

о ( г ) < р т 1 п ч 0 (а)(1 + 0 ,1 у Т + 0 , 1 0 ,

где а (г) — заданная ошибка системы.

Заменив масштабный, коэффициент и коэффициент шумового воздействия их значениями из (4.21) и (5.5а), перепишем приве­ денное выше неравенство следующим образом:

рования следует выбирать меньшее количество элементов разло­ жения, которое приводит к более простой технической реализации аппаратуры.

После того как общее количество элементов разложения най­

203

полняется с помощью секторного разложения нулевого типа. При проектировании системы предполагалось визуальное использование информации, передаваемой по каналу связи. Поэтому в качестве исходных данных взято количество элементов, воспроизводимых раздельно на линии радиальной развертки индикатора кругового об­ зора диаметром 380 мм.

При смещении центра развертки на 75% от радиуса экрана максимальное количество воспроизводимых на линии развертки

Исходя из данных, приведенных для РЛС, коэффициент сокра­ щения временной избыточности

К2=Гп/Гр = 6,1.

Количество радиальных разверток на экране индикатора кру­ гового обзора за время Т 0бз

Qs—Тобз/Тп~7 000.

Количество радиальных разверток, приходящихся на ширину диа­ граммы направленности антенны в горизонтальной плоскости, вы­ брано проектировщиками системы не менее 2,5 [17]. Поэтому

q B= 2 jt • 2,5/0 а = 1 500

и коэффициент азимутальной избыточности

K i~ Q n /q B = 4,7= ;5 .

Необходимая полоса пропускания канала связи для передачи пре­ образованной радиолокационной информации

Д/к= Л/рЛС/К1К2Дз='155 к Гц.

ния процессами записи и считывания и генератор первичных и вто­ ричных масштабных импульсов.

На рис. 7.7 изображена структурная схема экспериментальной аппаратуры, при создании которой цифровые методы обработки радиолокационной информации получили дальнейшее развитие. Си­ стема построена с использованием транзисторов и магнитных логи­ ческих элементов. При записи (рис. 7.7,а) выходные сигналы РЛС поступают в квантизатор, где производится их временная и ампли­ тудная дискретизация. Интервал временного квантования вдвое превышает длительность отраженного сигнала. Квантизатор имеет два выхода, условно называемые четным и нечетным. С этих вы­ ходов квантованные сигналы поступают на два идентичных запо­ минающих устройства, каждое из которых состоит из 5 матриц по

с дискретностью 0,1 мкс. Сигналы с выхода квантизатора для ис­ ключения пропусков записываются в буферное запоминающее

205

устройство (БЗУ) с большим быстродействием, емкость которого 24 дв. ед. Информация с БЗУ поступает в промежуточное ЗУ, из которого в виде параллельного кода подается в основное запоми­ нающее устройство и записывается за время 2 мкс в первой стро­ ке первой матрицы. Через 2,4 мкс после начала периода повторения РЛС переключатель, роль которого выполняет регистр сдвига, под­ ключает к выходу промежуточного запоминающего устройства вто­ рую строку матрицы основного ЗУ. Таким образом, информация, получаемая в пределах одного периода повторения РЛС, заполняет

206

строку за строкой все 672 элемента первой матрицы. При этом по­ явление нормированного сигнала РЛС в пределах произвольного элемента разложения по дальности приводит к намагничиванию со­ ответствующего сердечника матрицы.

Управляющая схема в момент окончания рабочего хода РЛС подключает к выходу промежуточного запоминающего устройства вторую матрицу основного ЗУ, па которой происходит накопление информации в течение второго периода повторения. Процесс записи информации в основное ЗУ оканчивается по прошествии пяти пе­ риодов повторения РЛС, устройство А переводится в режим счи­ тывания, а устройство В — в режим записи. В режиме записи ге­ нератор управляющих импульсов синхронизируется импульсами за ­ пуска РЛС и вырабатывает первичные масштабные импульсы с пе­ риодом повторения ОД мкс и импульсы переключения строк матри­ цы с периодом повторения 2,4 мкс.

Считывание информации '(рис. 7.7,6) из основного ЗУ произво­ дится в последовательности, которая определяет взаимно-однознач­ ное соответствие между номером элемента матрицы и текущим значением дальности. При считывании возбуждаются элементы всех пяти матриц, принадлежащие одной и той же дальности. Последо­ вательное переключение строк и столбцов матриц основного ЗУ осуществляется с помощью регистров сдвига, на которые подаются тактовые импульсы от генератора, управляющего режимом считы­ вания. Выходной сигнал системы, получаемый в результате сумми­ рования пяти сигналов РЛС, с помощью фильтра низких частот преобразуется в узкополосный. Так как длительность цикла считы­ вания Гв = 5Гп= 2,13,5 мс, а длительность вторичных масштабных импульсов Тв = 7’в/яо = 3,2 мкс, полоса пропускания фильтра низких частот и канала связи составляют около 155 кГц.

Выходными сигналами системы являются также синхросигналы

ном положении антенны РЛС, и сигналы сннфазирования. Вслед­ ствие этого кабельный канал связи, примененный для передачи ин­ формации, имеет полосу пропускания 475 кГц.

Для воспроизведения преобразованных сигналов используется специальный индикатор кругового обзора. Разделение компонент суммарного сигнала осуществляется в самом индикаторе. Преобра­ зованную системой информацию можно записать на магнитную лен­ ту, для чего используется специальный магнитофон, обеспечиваю­ щий прн скорости магнитной ленты 76 см/с верхнюю границу поло­ сы пропускания 300 кГц.

7.4.2.Анализ характеристик

Врассмотренной а стеме используется кабельный канал связи, разработанный специально для передачи радиолокационной инфор­

мации и обладающий малым уровнем шума. Вследствие этого в хо­

диолокационной информации с разложением нулевого типа. Количе­ ство элементов разложения но дальности и азимуту, как указыва­ лось в п. 7.4.1, равно н0= 672, <7о—1 500. Отсюда общее количество

207

элементов разложения N = t io q o = W 6 (2.20), а интервалы разложения по дальности и азимуту (2Л8), '((2.19)

'Ado= 9 /я о —15,6 м; А |Зо=2я/^о=0,0042 рад=0,24°.

Масштабный коэффициент (4.21)

р = V 2nD2/N = 26,4 м.

Нормированный аргумент разложения (4.18)

а = 2пЛд/М = 2,84.

По графикам, приведенным на рис. 4.2 и 4.3, находим значения функций то (а) и а«(а) при а = 2 ,8 4 и вычисляем математическое ожидание линейной ошибки и ее среднеквадратическое отклонение

(4.20), '(4.24):

то (г/)= р ш о (а ) = 18,2 м; в о (у ) =рсго(а) = 9,0 м.

Для определения интегральной разрешающей способности вычислим параметр

Приведенные результаты анализа показывают, что система не обла­ дает ни потенциальной точностью, ни потенциальной разрешающей способностью.

7.4.3. Синтез параметров оптимальной по точности системы при неизменном количестве элементов разложения

Рассмотрим задачу оптимизации описанной системы. Задача мо­ жет быть решена в результате синтеза параметров системы, отве­ чающих исходным условиям и критерию потенциальной точности. При этом будем предполагать, что все исходные условия, изложен­ ные в начале § 7.4, остаются неизменными так же, как общее коли­ чество элементов и тип разложения.

Вычислим значения интервалов разложения по дальности и азимуту из выражений (4.14) и (2.20)

а 0дт=АРоО/А^о, Л1=2лО/А'РоА<7о.

208

Для реализации такого оптимального разложения необходимо убедиться, что

ДРо^Аррлс- А^о^^^рлс-

В данном случае эти неравенства выполняются. Поскольку количе­ ство элементов разложения при оптимизации системы по условию остается неизменным, не меняется также и масштабный множи­ тель р. Математическое ожидание линейной ошибки и ее средне­ квадратическое отклонение получаем из (4.20) и (4.24):

Итак, в результате оптимизации разложения системы среднеквадра­ тичное отклонение линейной ошибки может быть уменьшено пример­ но на 35% практически без увеличения пропускной способности ка­ нала связи. Вместе с тем не менее чем в полтора раза может быть сокращен объем основного запоминающего устройства (рис. 77) вследствие сокращения количества элементов разложения по даль­ ности.

Аналогичным образом могут быть рассчитаны оптимальные па­ раметры системы при шумовом воздействии, отличном от нуля.

7. 4. 4. Синтез параметров системы при двух режимах работы РЛС

Предположим, что система передачи радиолокационной инфор­ мации должна быть предназначена для работы с РЛС, имеющей две скорости вращения антенны. Пусть Г0бз1=3 с; Говэ= 6 с. Все прочие исходные данные, относящиеся к РЛС и каналу связи, ука­ заны ранее. Необходимо осуществить выбор параметров секторной системы с разложением нулевого типа таким образом, чтобы линей­

ее решения может быть по крайней мере два. Первый состоит в рас­ чете оптимальных параметров преобразования при обоих режимах работы РЛС. Таким образом, двум режимам работы РЛС будут соответствовать два режима системы передачи информации. Очевид­ но, что введение двух режимов работы приводит к усложнению аппаратуры, а попытка совместить оба режима в рамках одного устройства обычно не позволяет достигнуть их строгой оптималь­ ности. .Метод расчета двух оптимальных режимов не имеет прин­ ципиального отличия от расчета, приведенного в п. 7.3.4, и поэтому в дальнейшем не рассматривается.