книги / Многочастотные системы передачи дискретных сигналов
..pdfнапряжением на выходе нерабочего фильтра по крайней мере в т ч раз для того, чтобы осуществлялся уверенный прием и не было возможности подавления этого сигнала нэ выходе ОДС.
Таким образом, напряжение на выходе ОДС
(/п.э = {/с.ф |
К - 1)Цс.ф |
Ус.< |
(4.21) |
|
/л,, |
тч |
|||
|
|
|||
Уровень срабатывания порогового |
элемента выбирают |
с учетом выражения (4.21). Применение приемника с ОДС желательно в том случае, когда необходимо получить боль шую помехоустойчивость. Однако последнее обстоятельст во связано с увеличением времени приема сигналов и, сле довательно, с уменьшением скорости передачи информа ции.
3. Д И С К РЕТН Ы Й ПРИЕМ М НОГОЧАСТОТНЫ Х СИГНАЛОВ
При передаче данных цифровые методы и средства об работки сигналов обладают следующими преимуществами по сравнению с аналоговыми: отсутствуют реактивные эле менты и узлы, нуждающиеся в подстройке параметров; па раметры цифровых устройств прогнозируют и выполняют с практически детерминированной точностью; временной масштаб функционирования цифровых систем имеет высо кую стабильность и управляемость, что позволяет легко реализовать проектируемые структуры и эффективно моде лировать их на ЭВМ; отдельные узлы и операции цифровых систем можно описать с помощью современных языков л рограммирования.
Следует отметить, что большинство работ по цифровой обработке сигналов 19, 7,42] посвящены более узким на правлениям: спектральному анализу и цифровой фильтра ции, причем под цифровой фильтрацией в большинстве случаев понимают цифровые аналоги и производные от линейных фильтров, что вызвано историческими аспектами развития теории фильтров. Однако, так как многочаетотный единичный элемент содержит тц частот, посылаемых в ка нал связи одновременно, то в канале действует суммарный сигнал, имеющий определенную форму, которая зависит от соотношения частой, фаз и амплитуд отдельных составляю щих данного сигнала. Таким образом, целесообразно на
приемной стороне произвести анализ многочастотного сиг нала в целом без разложения его на отдельные частотные составляющие, что при ряде ограничений можно выпол нить достаточно просто и эффективно, применяя цифровые методы обработки сигнала (ЦОС).
Анализ методов ЦОС показывает их тесную связь с избранным методом аналого-цифрового преобразования (АЦП). Основными видами АЦП являются: клиппирование, дельта-модуляция (ДМ) и приведение ординат входного сигнала к числам конечной разрядности в позиционной системе счисления. Соответственно видам АЦП можно выделить цифровые корреляторы (знаковые, релейные, Стилтьеса, мультипликационные [26, 27, 33]) н цифровые фильтры (рекурсивные и нерекурсивные с представлением чисел в позиционной системе счисления и с применением ДМ [42, 48]). Цифровые фильтры и мультипликационные корреляторы, как правило, применяют при прямой замене аналоговых фильтров и при приеме многочастотного сиг нала в целом не' могут быть использованы.
Знаковые (полярные) и релейные цифровые корреляторы, обладающие такими свойствами как предельная простота АЦП (нуль-орган) и цифровой линии задержки (последова тельный сдвигающий регистр), имеют существенный недо статок-необходимость достаточно большого числа перехо дов сигналом нулевого уровня, т. е. увеличение времени анализа.
Однако, кроме упомянутых крайних случаев квантова ния по уровню (мультипликационных, знаковых), возмо жен также промежуточный, когда один из входных сигна лов коррелятора сохраняется без изменений или кванту ется достаточно подробно [27], а другой квантуется мето дом дельта-модуляции на несколько (больше двух)-уровней [521. Получаемая в результате такого преобразования сиг нала функция названа корреляционной функцией Стил тьеса, так как при ее математическом описании использован интеграл Стилтьеса [44].
Тип и характеристики устройства цифровой обработки сигналов существенно зависят от избранного метода АЦП.
Сетка дельта-модулятора с одинарным интегрирова нием и с прямоугольной формой ступеней аппроксими рующего напряжения изображена на рис. 39, а, где Тт— период следования импульсов тактового генератора; Б— шаг квантования по уровню; ! (/) — входной сигнал дельта
модулятора; Р (?) — аппроксимация 1{1) местным интегра тором; Р0— некоторое начальное состояние Р((). Для дельта-модуляции с одинарным интегрированием (класси ческая дельта-модуляция) величины к = сот* и 7 \ = сопз*.
Рассмотрим процесс дельта-модуляции в области на примере одного из узлов его сетки (рис. 39, б). Предпо ложим, что Р( задана на участке ( / — ! , / — 0). В момент, определяемый передним фронтом тактового импульса, дельта-модулятор (ДМ) вырабаты
вает последовательность {о,), кон |
па- — |
|
кретная |
величина а, определяется |
у - = |
согласно |
правилу: |
|
а, = 51§п (/,- — Р,)\ |
I = 0, |
N — 1, |
||
где |
/,• — отсчет |
решетчатой функ |
||
ции |
процесса; |
/ (I) |
(/) |
- п (/); |
Р, — значение решетчатой функции аппроксимирующего напряжения, формируемого внутри ДМ в /-и момент времени.
Тогда
7"
а, о, о,- |
о, |
< |
Гг Г |
о
/, = Р( + + и/ = Р( -{- (и ,
где иГ — погрешность квантова
ния с отставанием; и? — погреш ность квантования с опереже нием, т. е.
иГ = иТ + |а (.
б
Рис. 39. Сетка дельта модулятора (а); узел сетки (б)
Если Р0— начальное значение аппроксимирующего на пряжения ДМ, то
Г, = Го + % Ё » /- /=0
Тогда любой 1-й отсчет решетчатой функции {/,) можно задать в следующем виде
и - Р. +5 X |
а/ + « Г = Р,+6 Б |
О,+ и г . (4.22) |
/=0 |
/=0 |
|
Уравнение (4.22) |
устанавливает связь |
отсчетов решет |
чатой функции входного процесса ДМ с параметрами Ё0, {а,} и погрешностью и* или ыГ квантования.
Сравнивая структурные схемы ДМ и позиционного АЦП можно показать, что при дельта-модуляции соответствую щий преобразователь по крайней мере в п раз конструктив но проще л-разрядного позиционного АЦП, а при выпол нении узлов на элементах равного быстродействия время, необходимое для представления одного отсчета решетчатой функции входного процесса методом ДМ, не менее чем в л раз меньше соответствующего времени, требуемого для л-разрядного позиционного АЦП.
Удобной характеристикой работы ДМ является его им пульсный сигнал, во-первых, благодаря связи со входным сигналом, во-вторых, из-за простоты его получения в ими тационном эксперименте, в-третьих, в связи с тем, что им пульсный сигнал является следствием реализованного ра нее аналогового сигнала. Импульсный сигнал ДМ случаен, поскольку в общем случае входной сигнал модулятора так же случаен. В общем виде анализ преобразовании ДМ до вольно затруднителен, поскольку приходится иметь дело с нелинейной обратной связью, действующей только в так товых точках. Эти трудности можно уменьшить, если рас сматривать формирование выходных сигналов для случая, когда на входе ДМ действует л инейно-изменяющееся на пряжение. Сигналу с постоянным наклоном относительно оси абсцисс соответствует регулярная последовательность пачек импульсов, разделенных между собой одиночными альтернативными импульсами. В дальнейшем под пачкой из п импульсов будем понимать последовательность из п им пульсов одного вида, отделенную от соседней пачки альтер нативным импульсом. Пачка из п импульсов занимает ин тервал времени (л + 1)ГТ, где Тт — период следования тактовых импульсов.
Мощность шума квантования при дельта-модуляции является существенным параметром процесса цифровой об работки сигнала, и, как будет показано, входит в оценку дисперсии шума на выходе цифрового приемника. Рассмот рим методику определения мощности - шума квантования при классической дельта-модуляции с одинарным интегри рованием над широким классом сигналов с учетом фактора случайного момента наложения сигнала на сетку ДМ. Соласно этой методике, получение численного результата сво дится к определению в каждом отдельном случае лишь ста тистических характеристик потоков приращений на выходе ДМ, что может быть достаточно просто выполнено, напри
мер, аппаратурно или на ЭВМ для инженерных расчетов.
Найдем среднее по моменту |
наложения сигнала на сетку |
ДМ значение мощности шума |
квантования Рйь с отставани |
ем решетчатой функции |
представляющей в тактовые |
моменты входной сигнал /(/). Поскольку, согласно приня той модели, пачки импульсов образуются на выходе ДМ взаимно независимо, то Р кв находим через среднее по пара
метру х, гд е * — параметр, |
учитывающий случайный |
мо |
|||||
мент наложения входного сигнала на сетку ДМ, 0 < |
х |
< |
|||||
Т г. Определим |
мощность |
шума квантования пачек из л |
|||||
импульсов: |
|
|
|
|
|
|
|
|
пмакс |
|
|
|
|
|
|
р - = \\т ± |
5 ] |
(Л-1- 1 )М П ^ (л)}М х {Д-(«)), |
(4.23) |
||||
где № (л) — общее число пачек |
из л импульсов в сигнале |
||||||
(мощность шума в пачке из л |
импульсов не зависит |
от |
|||||
вида импульсов + 1 |
или — 1 ); Рщ (л) — энергия шума кван |
||||||
тования, приходящаяся на |
один отсчет (на |
один такто |
|||||
вый интервал) |
Т, |
пачки |
из л |
импульсов; |
М х {№(п)) и |
||
Мх {Рш(л)} — средние по х |
значения соответствующих па |
раметров.
Среднее значение энергии шума квантования с отста
ванием Мх {Рш(п)} находим в предположении, что х имеет равномерное распределение в пределах тактового интер вала:
|
|
Д+1 |
|
|
|
|
«-■(*)] = |
|
|
|
Т I Л*р1 |
(«—»■+ О Тг— дсп» 1 |
|
|
=Нл1;гп |
4х |
|||
I Тг |
||||
1-*0п Т |
1 |
|
||
•3(Д „ , ^-(Зя* + 3л + 1 - 6 л < - 3 | + 3Р ) . |
|
|||
|
_ |
4 , , 3 *— п 1 |
(4 24) |
|
|
“ |
Т ё (л + !)« "• |
||
|
|
Подобным образом, но с разделением на два этапа нахо дим и среднее по х значение энергии шума квантования
с опережением, приходящееся на один отсчет пачки из п импульсов:
|
М , ( Р 1 |
(п)) |
|
и? |
’ |
( * +) 1Л4 , |
К |
н (*)} = |
|
|
|
^т- т |
л |
|
|
|
|
|
|
____!__IНш |
Г |
у |
— I!— .[(п — 2 * + |
1)7% — 2х]-ах + |
|||||
- п |
+ 1 1 1 - 0 |
|
I - („+!)* 7* 11 |
|
' |
|
|
||
+ |
“Я I |
( ^ |
7 |
; (''7’, +т' ~ 2х)!“х= |
,)Л - |
||||
|
|||||||||
|
х Ё ( 1 + а « * + 1 2 1 > - |
12ш) + 3/1- + |
|
1 ] = 6х • (4.25) |
|||||
|
/= 1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
Сравнив |
выражения (4.24) |
и (4.25), |
|
получим, что |
|||||
М х {Р ш {п))^ М х {Рш{п)}%т. |
е. |
квантование решетчатой |
функции с опережением предпочтительнее из-за меньшей величины мощности шума квантования по сравнению с квантованием с отставанием, а также, что весьма важно,
при квантовании |
с опережением |
не зависит от формы |
входного сигнала |
и есть величина |
инвариантная от пара |
метров канала связи.
Корреляционным приемникам сигналов данных, создан ным на базе корреляторов сигналов Стилтьеса, требуются следующие входные величины: параметры | и Т л сетки АЦП-ДМ; длительность входных сигналов (или время ус реднения) Т = МтТ т, где Мт— число импульсов тактового генератора; значения решетчатой функции одного из сиг налов в тактовые моменты времени {ф ,}; значения ряда (потока) приращений
При измерении решетчатой функции {ф,} требуется времени в п раз (п — число разрядов двоичного кода, представляющего ф,) больше, чем при определении знака приращения {а/+т}. Этим, возможно, и обусловлено огра ниченное в настоящее время применение [27] перспек тивного в целом метода.
Представим, что оба входных сигнала коррелятора Стилтьеса' преобразуются к цифровому виду методом дельта-модуляции. Пусть для обоих ДМ задана одинако вая сетка АЦП (рис. 39.) Тогда аналогично входному сиг налу / (I) опорный сигнал ф (*) также можно представить
через решетчатую функцию {<р,}, 1 = 0, # т — 1 , затем через соответствующий поток дельта-приращений:
(
ф,- = ф 0+ 1 2 &/ +
/=*0
где Ф„— некоторое начальное значение аппроксимирую щей функции Фс; в?"— погрешность квантования с опере жением решетчатой функции {ф,}.
Дадим аргументу функции /(/) приращение т7\, тогда ее решетчатая функция
/+*
{//+-) = {р0 + 1 2 а/ + "й --)=
/=*0
+1=0П/+Н-НЙ--}-
Корреляционную функцию В (т) решетчатых функций {/*+,} и {фЛ можно представить в следующем виде:
В (т) = я- Р (т) + |
(т), |
"т |
|
где р (т) — корреляционная функция |
аппроксимирующих |
функций {Л+т} и {Ф,}, выраженная в безразмерных еди ницах; Я (т) — погрешность вычисления В (т), она же — шум на выходе приемника, обусловленный эффектами
квантования. |
|
|
функцию |
Р(т), которая |
|
Рассмотрим корреляционную |
|||||
как слагаемое |
с множителем 52/Мт входит в состав В(т): |
||||
Р (т) = Г |
( 2 |
«я-.) ( 2 Р/) = |
* 2 ' |
(4.26) |
|
с=о |
/=о |
/=о |
*=о |
|
|
где |
|
"т- 1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
с 0 = 2 / / ; |
|
|
|
|
|
Л^т— |
1 |
|
|
|
|
= С{—I + |
I] |
Ь[. |
|
|
|
/= 0 |
|
|
В соответствии с системой (4.26) можно построить структурную схему коррелятора (рис. 40). Если на прн-
емной стороне известна фаза (момент прихода) входного сигнала / (/), то можно определить и зафиксировать в при емнике параметры опорного сигнала {&/} и
В этом случае прием . сигнала /(*) будет заключаться в вычислении р (т) для одного значения аргумента, а именно
Р (0), |
и |
последующем |
сравнении вычисленного |
значения |
|||||||
Р (0) |
с |
некоторым |
порогом 2 0. |
Можно говорить, что |
тем |
||||||
самым приемник настроен на сигнал <р (*). |
|
|
|
||||||||
Внача'ле исследуем |
реакцию |
коррелятора |
на |
устано |
|||||||
вившийся (постоянный) |
уровень. В этом случае выходной |
||||||||||
сигнал ДМ представляет чередующуюся |
последователь |
||||||||||
|
|
|
|
|
ность |
знаков + 1 |
и — 1 : |
||||
|
|
|
|
|
|
{Д/}-»- |
+ |
1 , |
- 1 , |
|
|
|
|
|
|
|
|
+ |
1 , - |
1 . |
+ 1 . |
|
|
|
|
|
|
|
|
Возможны четыре зна |
|||||
|
|
|
|
|
чения |
Руст (т) |
в |
соответ |
|||
|
|
|
|
|
ствии |
со |
значениями |
ТУ, |
|||
|
|
|
|
|
(четное или нечетное) и на |
||||||
Рис. 40. |
Структурная схема кор |
чальной фазой |
0 |
последо |
|||||||
|
|
релятора |
|
|
вательности {а*}, |
+ 1 |
или |
||||
Можно показать, что при четном |
ЛГТ |
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
"т- 1 |
|
|
|
|
|
|
ру«(т)| |
=у[слгт- 1 — X ('• то<12)Ь/] = |
|
||||||||
|
|
|
|
|
|
/ = 0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
------Руст СО |о=—1» |
|
|
|
(4.27) |
||||
а при нечетном N т |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
^ т - 1 |
|
|
|
|
|
|
Руст М |,_ +| = \ |
{Сд.,-1 + |
2 |
[У + *>• т01121 6'} = |
||||||||
|
|
|
= |
- Р у с ,( т 7 |,~ ь |
|
|
|
(4-28) |
Таким образом, установившимся процессом корреляторе данного типа будут колебания РуСт СО относительно нуле вого уровня с частотой, равной половине тактовой частоты.
Импульсная реакция предложенного коррелятора
Рп.„(т) = рг(т) -РустМ,
где Р*(т) — полная реакция |
коррелятора |
на |
6-импульс; |
|
Руст (т) — установившийся |
(осциллирующий) |
|
процесс; |
|
Рп. п(т) — составляющая переходного процесса, |
обуслов |
|||
ленная прохождением б-импульса через |
систему ДМ — |
|||
коррелятор. |
|
|
|
до №т— 1 |
Можно показать, что при изменении т |
от |
0 |
||
|
21УТ |
|
|
(4.29) |
Р п . п ( т ) = 1 ^Флгт_ „ |
|
|
т. е. последовательность рп. п (т), равная импульсной реак ции коррелятора, есть ступенчатая аппроксимация опор ного сигнала {Фят- т) в безразмерных единицах, взятая
в «обратном» времени. Соответствующим выбором <р(/)
можно сделать |
рп. л(Мт) = |
0. |
Поэтому |
такой |
корреля |
||
тор— это |
цифровой |
фильтр, |
согласованный с |
сигналом |
|||
{Ф/}. В пределе |
при |
Мт -»-оо, |
Т г -*-сх>, |
с->-0 |
и при от |
||
сутствии |
перегрузки |
ДМ |
приемник становится опти |
||||
мальным. |
|
|
|
соответствующего выбора ср(/), |
|||
Отметим, что требование |
|||||||
т. е. Рп. п |
(Л^т) = 0 , означает равенство площадей перемен |
||||||
ной составляющей аппроксимирующего |
напряжения над |
||||||
и под осью абсцисс. |
Очевидно,, что оно выполняется для |
гармонического сигнала при любом целом числе периодов, а также для. произвольной суммы гармонических состав ляющих за период времени, кратный интервалу ортого
нальности.
Дисперсия методической погрешности /?(т) на выходе коррелятора (цифрового фильтра) по Стилтьесу:
где |
— число дискретных |
отсчетов сигнала за время, |
равное |
его длительности; |
I)/ — мощность входного про |
цесса; |
— мощность опорного сигнала. |
Дисперсию шума на выходе коррелятора можно предста вить в следующем виде:
где второе слагаемое Иг обусловлено свойствами ЦОС.
Если |
обработку входного сигнала |
производят |
в ана |
логовом |
виде, то Э , = О, |
При Л/г = |
Ат, Г, |
где |
интервал корреляции |
Д т= 1 /(2 /г); 2Р4— ширина по |
лосы |
пропускания канала |
связи, получаем |
С,. = ^ В Д , ;
т.е. выражение, аналогичное описанному в работе [19]. Найдем вероятность ошибки при оптимальном коге
рентном приеме ортогональных т-позиционных сигналов. Полагаем, что все возможные сигналы равновероятны и имеют одинаковую энергию Э = Э'9. Для этого случая запишем условия правильного приема сигнала фЛ/):
г |
т |
I (91(*)+ л(01 91 <9<й > | (91 (0 + «(0) 9/ (0 Л; |
|
/ = |
2 7 т |
| п (() ф/ (I) Л1< \ п (0 ф, (/) Ш + О ,.
Оо
Вероятность того, что помеха в /-м подканале не пре высит суммарного значения сигнала и помехи в первом подканале, по которому передавался сигнал,* т. е. вероят ность того, что р! < р* + Ь 9 будет больше или равна
»:+о= |
Г<Р*-,ир* !1 |
|
|
Г |
ехН ~ 20.. |
- 1 ф * - ± [ н - # ( < + т А 4 + {П1 |
|
|
У * * ° - |
||
|
|
X |
|
где Ф (х) = |
ехр[—Г-] Ш— интеграл-вероятности; |
||
|
|
г _ °г . - _ |
"V < |
Ущ .' “
Вероятность того, что помеха р* во всех т — 1 под каналах приемника не превысит суммарного значения сигнала и помехи в первом подканале можно записать
Ш"-1[1+Ф(' + Т Л““ + ОТ<)]‘ |
(4-30) |