книги / Методы и устройства цифрового измерения низких и инфранизких частот

то есть фиксируется временной интервал, равный минимальной длительности периода измеряемой частоты. Импульс с выхода переноса старшего разряда НСХопрокидывает управляющий триг­ гер Тг. Управляемые последним ключи К2 и Кь открываются, а Кз закрывается. После момента времени t = TQ сумматор НСХ про­ должает суммирование чисел, содержащихся в ВСч и поступаю­ щих на суммирующие входы НСХ через схемы ГССХ. Импульсы с выхода переноса старшего разряда НСХчерез открытый ключ К2 поступают на входы схемы ГСС2, осуществляя подачу чисел, со­ держащихся в ВСч, на суммирующие входы НС2. Импульсы с вы­ хода переноса старшего разряда через ключ Кь подаются на вход ВСч, содержимое которого, начиная с величины N0, в течение ин­ тервала времени (Тх—Г0) уменьшается. Мгновенные значения час­ тот следования на выходах переноса старших разрядов суммато­ ров НСХ и НСо определяются величиной числа Nf(Tx), содержа­ щегося в данный момент времени в счетчике ВСч, и соответственно равны:

Выражения (3.46), (3.62) для мгновенной частоты следования им­

никающей при применении для этой цели интеграторов с парал­ лельным переносом, погрешности в которых содержат три состав­

2. Погрешность, вызываемая округлением вводимых начальных данных, связанная с конечной емкостью регистра подынтегральной функции.

3. Погрешность, вызываемая округлением чисел в процессе выисления и округлением конечных результатов.

Первая и третья из перечисленных составляющих погрешности возникают также и при воспроизведении (р(Тх) с помощью описан­

ного выше устройства.

На ЭЦВМ «Минск-22» была промоделирована работа прибора, содержащего вычитающий счетчик и накапливающие сумматоры с емкостями, равными N0= 999. Абсолютная погрешность преобра­ зования не превышала двух единиц младшего разряда, то есть

сумматоров и вычитающего счетчика до 1999, то есть вдвое, абсо­ лютная погрешность, как и в предыдущем случае, не превышала двух единиц младшего разряда, а приведенная — уменьшалась

до 0,1%. Аналогично при увеличении N0 до 9999 абсолютная по­ грешность оставалась на прежнем уровне, а приведенная — умень­ шалась до 0,02%. Результаты расчета для диапазона частот fMaKc/fM*iii=l,05 при N = 1999 и трехдекадном отсчетном устройстве

показаны на рис. 3-15.

Зависимость между частотой суммирования и максимальным значением измеряемой частоты /макс при заданной приведенной

Рис. 3*15. Результат мо­ делирования на ЭЦВМ работы цифрового часто­ томера для диапазона

ЧаСТОТ /ыаис/Гыкп^иОб

при трехдекадном ЦОУ.

Га МП

погрешности преобразования ôm определим, подставив в (3.59) зна­ чение /С=М//макс

ная погрешность преобразования не превышает двух единиц млад­ шего разряда, то

(3.64)

При этих условиях максимальное значение измеряемой частоты при квантовании одного или tti ее периодов равно

Так, например, при реально достижимой частоте суммирования 200000 гц и приведенной погрешности преобразования, равной 0,1%, максимальное значение измеряемой частоты при квантова-

нии одного ее периода равно 100 гц. Емкость сумматоров и вычи­ тающего счетчика при этом в. соответствии с (3.64) должна быть равна 2000. Для уменьшения погрешности преобразования необхо­ димо увеличивать емкость сумматоров и вычитающего счетчика в соответствии с (3.64). Максимальное значение измеряемой час­ тоты уменьшается пропорционально уменьшению погрешности преобразования.

Функциональное кодирование временных интервалов средствами импульсного моделирования наблюдается также и в следящем

Рис. 3-.16. Структурная схема цифрового следя­ щего частотомера с функциональным коди­ рованием временных ин­ тервалов средствами им­ пульсного моделирова­

ния.

частотомере [67, 68]. Такой цифровой частотомер (рис. 3-16) содер­ жит: реверсивный счетчик РСчу двоичные умножители ДУ1 и ДУг,

устройство сравнения УСр, генератор образцовой частоты ГОЧ, ключ К. Частота измеряется в два этапа. На первом этапе про­ изводится сравнение периода Тх измеряемой частоты и интервала времени TN, который определяется предыдущим показанием N прибора. Для формирования интервала Тк на вход ДУ4 поступает частота /0 генератора ГОЧ. Реверсивный счетчик РСч, содержащий число N, представляющее предыдущее показание прибора, управ­ ляет выходной частотой ДУ\, равной

Сч умножителя ДУ2. Для его переполнения необходимо время, рав­ ное

или

(3.68)

где К = (N o+ \)2Ifo, то есть должен быть сформирован интервал, соответстующий предыдущему показанию прибора. Периоды Тх и

Trr сравниваются в устройстве сравнения УСр. Затем, на втором этапе, в течение времени AT=TX—TN корректируются показания прибора. Коррекция осуществляется путем прибавления к числу, содержащемуся в РСч, или вычитания из него некоторого количе­ ства импульсов с выхода ДУ2. Его выходная частота, определяемая состоянием РСч, такова

Необходимо различать два режима работы прибора:

1)TN< T X; 2) TN>TX.

Врежиме работы TN< T X количество импульсов, вычитаемых из числа N, определяется выражением

тх

TN

которое отличается от выражения (3.48) только нижним пределом интегрирования^. Следовательно, в этом режиме наблюдается вос­ произведение участка зависимости q>(Тх). Коррекция производится в течение одного периода измеряемой частоты. При работе часто­ томера в режиме TN > T X некоторое количество импульсов прибав­ ляется к числу N, то есть наблюдается воспроизведение участка зависимости <р(Тх), представленной на рис. 3-3. Если бы коррек­ ция осуществлялась в течение времени AT=TN—TXt то выражение (3.52) было бы справедливым н для этого режима. Однако на вход счетчика ДУ2 после момента времени t= T x поступают импульсы с нарастающей частотой, вследствие чего первый цикл коррекции заканчивается несколько раньше времени £=7\\*. Поэтому в тече­ ние одного цикла сравнения TN п Тх коррекция полностью не за­ вершается. Длительность цикла сравнения превышает длительность периода Тх. Следовательно, осуществление коррекции возможно

втечение времени, превышающего длительность трех периодов Тх. Таким образом, в описанном частотомере производится коррек­

ция показания по отклонению периода измеряемой частоты от пе­ риода частоты, соответствующей предыдущему показанию. Она осуществляется путем функционального кодирования интервала времени, равного разности указанных периодов. Индикация пока­ зания непрерывная.

3.4. Измерение частоты с выполнением преобразования после окончания периода Тх

В течение последних десяти лет были предложены и описаны методы и устройства цифрового измерения низких и инфранизких частот, основанные на квантовании периода измеряемой частоты

с последующим преобразованием Nr-^Nf- Такое преобразование можно осуществить делением некоторого постоянного числа >Na на число NT>Однако в цифровой вычислительной технике операция деления является наиболее сложной. Поэтому в большинстве случаев для решения узкой задачи преобразования Nr-^Nf пред­ ложены более простые методы, которые при меньшем числе эле­ ментов и более простой схеме позволяют производить это преобра­ зование с требуемой точностью.

Время измерения превышает длительность одного или несколь­ ких периодов Тх (при определении NT по длительности нескольких периодов) на величину времени преобразования

В соответствии с этим методом число NT суммируется с самим собой до полу­ чения постоянной заранее заданной величины. Количество выполненных при этом сложений равно Nf и пропорционально измеряемой частоте

Рис. 3-17. Структурная схема частотомера с ин­ теграторами последова­

времени Тц, равного, например, 1 сек поступают импульсы генератора эталанной частоты fg. После прохождения на вход счетчика первых NT импульсов на его выходе образуется первый импульс переноса, производящий повторный перенос

импульсов переноса и т. д. Число импульсов, поступающих с выхода суммирующего счетчика на регистрирующее устройство, как и в предыдущем случае, равно

■Метод, описанный и работе [62], основал на применении цифровых интепраторов с последовательным переносом (двоичных или двоимно-десятичных умно­ жителей). Структурная схема прибора представлена на рис. 3-17. В его состав входят блок выделения периода БВП входной частоты, генератор образцовой частоты ГОЧ, ключи Ki и Кг, счетчик периода СчП, счетчик частоты СчЧ, счет­ чики частоты повторения СчЧП, группа схем совпадения ГСС, генератор тактовой частоты, триггер времени преобразования Т. Счетчики СчП и СчЧ и группа схем

совпадения ГСС со схемой логического сложения на выходе представляют собой цифровой интегратор с последовательным переносом. Работа устройства проис-

ходит в два этапа.

Начало первого этапа совпадает с началом периода Г* измеряемой частоты. Блок ВВП открывает ключ / С и в счетчик СчП ъ течение периода Г* поступает NT импульсов генератора ГОЧ.

Второй этап — преобразование Nr-^Nf начинается сразу после окончания первого. Сигнал, соответствующий моменту окончания периода, поступает с вы­ хода ВВП на вход триггера Гг, опрокидывание которого вызывает открывание ключа Кг и подачу импульсов генератора ГТЧ на вход счетчика СчЧ. Средняя частота следования импульсов на выходе цифрового интегратора СчП—СчЧ—ГСС связана с частотой ГТЧ таким соотношением:

NT

где Nm — коэффициент пересчета счетчиков СчП н СчЧ. Импульсы частоты /вих подсчитываются счетчиком СчЧП. Когда число в этом счетчике достигнет неко­ торого заранее заданного значения N Tt (N TJ — коэффициент пересчета СчЧП), прекращается подача импульсов тактовой частоты fr на СчЧ4 Счетчик частоты повторения переполняется в течение времени

^пр — Nit

Iи Ы.X

В течение этого времени на СчЧ поступит количество импульсов, пропорциональ­ ное илмеряёмой частоте

го есть, пропорциональное измеряемой частоте. Погрешность бПр преобразования Nr-^Nf вызывается неравномерностью следования импульсов на выходе цифро­ вого интегратора с последовательным переносом. Подключая к старшему разряду СчП управляемый делитель частоты с равномерным распределением выходных импульсов [109], можно несколько уменьшить погрешность ônp.

Выполнить преобразование Nr-+Nf можно и с помощью цифроаналоговых преобразователей. Например, для этой цели.предложено после окончания кван­ тования Тх полученный -код числа Nт сначала преобразовать в сопротивление, обратно пропорциональное NT, а затем ® интервал времени, в течение которого происходит заряд конденсатора постоянной емкости от нуля до фиксированного стабилизированного уровня напряжения. Конденсатор заряжается от источника стабильного (напряжения через сопротивление, обратно пропорциональное Nr [120]. Квантование полученного интервала по методу совпадения позволяет получить число Nf. В работе [118] предложен метод, в котором после измерения Тх код числа N T преобразуется в значение проводимости, а затем в значение напряжения, пропорциональное измеряемой частоте, измеряемое в дальнейшем цифровым вольтметром время-нмпульсного -преобразования.

Ниже описаны метод измерения частоты и частотомер, с кван­ тованием периода и последующим преобразованием NT-*-Nf, пред­ ложенный авторами [56]. Он отличается от аналогичных методов более высоким быстродействием и упрощением схемы устройства, достигнутым благодаря применению делителя частоты с цифровой обратной связью.

Рассмотрим,, как происходит измерение частоты. В состав час­ тотомера (рис. 3-18) входят: генератор тактовой частоты ГТЧ; ключи Ki и /(2; вычитающий счетчик ВСч; формирователь Ф; блок управления БУ; группа импульсно-потенциальных схем совпадения ГСС; образцовая мера времени ОМВ; управляющий триггер Тг; делитель частоты ДЧ\ схемы логического сложения ИЛИi и ЯЛЯ2; счетчик Сч.

Перед началом измерения частотомер приводим в исходное положение, в котором оба ключа Ki и Кг закрыты, а счетчики ВСч

Рис. 3-18. Структурная схема цифрового частотомера с дели­ телем частоты с цифровой обратной связью.

и Сч установлены в нулевое состояние. С началом периода Тх блок БУ открывает ключ Ki и импульсы ГТЧ поступают на вход ВСч. В течение периода в ВСч вводится NT= T x-fT импульсов и записывается число

где Nm= A l — коэффициент пересчета ВСч и Сч; А — основание принятой системы счисления; / — количество разрядов ВСч и Сч.

После окончания периода Тх закрывается ключ Ki и по коман­ де БУ ОМВ открывает ключ Кг на время Tti. Импульсы с частотой следования friА поступают с выхода ДЧ на вход Сч. Инверсные выходы триггеров Сч подключены к импульсным входам схем совпадения ГСС, а к потенциальным входам этих вентилей — вы­ ходы триггеров ВСч. Причем, если к тем или иным вентилям подключены выходы триггеров старшего разряда ВСч, то к ним же подключены и выходы триггеров младшего разряда Сч, и на­ оборот. Когда на выходе соответствующего триггера ВСч при переходе триггера Сч из нулевого в единичное состояние есть раз­ решающий потенциал, то на выходе соответствующей схемы сов­ падения появится импульс обратной связи, который через схему ИЛИ поступит на раздельный вход Тг и вызовет его опрокидыва­

ние из нулевого в единичное состояние. Следующий импульс час­ тоты fr, поступивший на второй раздельный вход Гг, переведет его из единичного в нулевое состояние. Импульс, снимаемый с кол­ лектора триггера, через схему ИЛИ2 поступит на вход Сч. Если же с выхода соответствующего триггера ВСч снимается запирающий потенциал, то импульс на выходе соответствующей схемы совпа­ дения отсутствует, и дополнительныимпульс на вход Сч не поступит.

Таким образом, на вход Сч поступит последовательность им­ пульсов с частотой следования fT/A с выхода ДЧ и последователь­ ность импульсов обратной связи, средняя частота следования которых определяется кодом числа Noc, содержащегося в ВСч. Частота на входе Сч определяется соотношением

Подставляя (3.80) и (3.78) в (3.79), получим окончательно

то есть значение частоты на входе Сч в Nm/A раз превышает изме­ ряемую частоту. После окончания времени Т/, в Сч будет содер­ жаться число

пропорциональное измерямой частоте.

Погрешность преобразования NT-+Nf вызвана нестабильностью времени Г* и неравномерностью следования импульсов «а входе Сч, так как на его вход поступает равномерная последователь­ ность импульсов с выхода ДЧ и неравномерная из цепи обратной связи. Результирующая последовательность является также не­ равномерной.

В описанном частотомере счетчик Сч служит не только для формирования последовательности импульсов обратной связи, но и для регистрации результата измерения. Это позволило упростить схему прибора. Принимая рабочий диапазон частот /макс//миц^=А, определим максимальное значение частоты на входе Сч. На номи-

N

нальной частоте Ыт=- — Тогда

то есть максимальная частота следования импульсов заполнения счетчика Сч равна тактовой частоте. Это значение частоты не за­ висит от точности преобразования и значительно выше, чем в ра­ боте [17].

3.5. Измерение частоты, основанное на итерационном вычислении К/Тх

При построении прямоотсчетных ЦЧ, кроме описанных выше методов функционального кодирования временного интервала, для получения отсчета, пропорционального частоте fx или обратно про­ порционального ее периоду Тх> может быть использован метод итерационного вычисления обратной величины. Рассмотрим боЛее подробно цифровой способ измерения [40] и частотомер [35], осно­ ванный на его использовании, применение которого позволит полу­ чить ряд преимуществ.

При итерационном методе (метод последовательных прибли­ жений) некоторый единообразный процесс последовательно повто­ ряется, в результате чего получаются все более точные прибли­