книги / Методы и устройства цифрового измерения низких и инфранизких частот

Измеряя частоту следования импульсов с крутыми фронтами, значением бя можно пренебречь.

При воздействии широкополосного шума трудно определить Тх (-рис. 1-4), так как временные расстояния между соседними срабатываниями порогового элемента не характеризуют период Тх. Это обусловлено тем, что результирую­ щий сигнал на входе Ф' содержит следующие друг за другом участки, крутизна которых может иметь разные знаки. Для устранения возникающих из-за этого сбоев в работе ЦП принимают меры для снижения уровня высокочастотных помех, например, включают в состав формирователя один «ли несколько фильт-

Рис. 1-4. Временная диа­ грамма выделения перио­ да измеряемой частоты на фоне помех.

ров нижних частот (ФНЧ) [73, 116] в том числе и перенастраиваемых фильтров. Частоту среза /с этого фильтра выбирают так, чтобы на входе Ф получался результирующий сигнал, соседние участки которого имели бы крутизну того же знака, что и соответствующие участки идеального сигнала частоты /* [73]. Значение fc равно

•уц*т-с*

(1.13)

ТхП ш.афф

Следовательно, результирующие относительные погрешности измерения час­ тоты б с помощью ЦЧ (рис. 1-1) и периода Тх с помощью ЦП (рис. 1-2) соот­ ветственно равны:

семейства логарифмических характеристик предельных погрешностей, из которых М | \

Рис. 1-5. Семейство лога­ рифмических характерис­ тик ô4= F (fx) цифрового частотомера.

/0е Ю*гц

видно, что с увеличением времени квантования Т* характеристики сдвигаются влево (рис. 1-5), а с увеличением значения квантуюшей частоты /о и числа п\ квантуемых периодов — вправо (рис. 1-6). Для обеспечения столь широкого диапазона изменения /о и Т» образцовые меры выполняются в виде набора из ГОЧ, масштабного преобразователя (МП) в составе ряда последовательно

соединенных делителей частоты (ДЧ) или умножителей частоты (УЧ) и пере­

ра значения коэффициентов деления .или умножения частоты, равно как и значе­ ния Тк, /о, выбираются чаще всего кратными десяти. В этом случае БАУ только переключает указатели разрядности полученного числа Nf, N r и единиц изме­ рения,. а выбирает и включает требуемый диапазон переключателем П оператор перед началом измерений. Для дальнейшего увеличения диапазона измеряемых частот в сторону высоких [105— 107] или для унификации значений частот при

Рис. 1-6. Семейство ло­ гарифмических характе­ ристик ôn -F(fx) цифро­ вого периодомера.

работе ЦЧ или ЦП в различных системах со многими датчиками [7, 9, 58, 114, 115] делители и умножители частоты могут устанавливаться после формирова­ теля (рис. 1-7,6) или же с обеих сторон элемента сравнения.

Кроме описанных методов, использование которых приводит к созданию ЦЧ и ЦП циклического действия, известны и другие [78, 80 и др.], позволяющие создавать ЦЧ непрерывного действия. Структурная схема ЦЧ, основанного на использовании одного из методов, состоит из Ф, линии задержки Д с усилителем на выходе и реверсивного счетчика (РСИ). На вход сложения последнего поступают 1импульсы с частотой следования /х непосредственно с выхода Ф, а на вход вычитания с выхода усилителя линии задержки Д — эти же импуль­ сы, но через время т3 после их прохождения через линию задержки и усилитель [15]. Поэтому число Nf, записанное в РСИ, равно разности чисел, зафиксирован­ ных отдельно по каждому из двух входов, а именно:

( 1.16)

Следовательно, в РСИ D каждый момент времени t фиксируется среднее значение частоты f* за предшествующий отрезок времени, причем в отличие от ЦЧ циклического действия .результат измерения представляется непрерывно.

Структурная схема ЦЧ по второму методу (рис. 1-8) тоже содержит РСИ, но в ней он выполняет функции ЭС следящей системы [78]. На вход сложения РСИ с выхода Ф через дискретный фильтр (ДФ) подается первая сравниваемая последовательность импульсов частоты f*, а на вход вычитания — вторая регу­ лируемая по частоте последовательность импульсов обратной связи foc, которая образуется на 'выходе двоичного умножителя или цифрового .интегратора с по­ следовательным переносом [19], состоящего из ДЧ, генератора ГОЧ, группы схем совпадения (ГСС) и устройства логического сложения импульсов на выходе. Потенциальные и импульсные входы схем Ht—И п группы ГСС подключены к разноименным выходам триггеров РСИ и ДЧ, а выходы — ко входам схемы логического сложения ИЛИ. При этом открытое или закрытое состояние Hi—И* определялось включенным или выключенным состоянием триггеров РСИ, то есть значением записанного в нем числа Nf. На рис. 1-9 показаны временные диа­ граммы работы основных узлов следящего ЦЧ для каждого из 16 возможных чисел Nf, которые могут быть записаны в четырехразрядный двоичный РСИ.

При изменениях f* РСИ непрерывно выявляет несоответствие между значе­ ниями частот обоих сравниваемых последовательностей импульсов и находит каждый раз новую комбинацию открытых и закрытых схем Hi—Ип, которая приводит схемы ЦЧ в новое состояние равновесия. Такому ЦЧ, кроме перечис­ ленных погрешностей ôt и ô«, присуща погрешность, обусловленная неравномер­ ностью .следования импульсов (рис. 1-9), которая может быть равна нескольким единицам младшего разряда. На входе РСИ устанавливают цифровой фильтр ДФ, который уменьшает неравномерность следования импульсов, а следователь­ но, значение третьей составляющей погрешности измерения. Неравномерность следования импульсов на .выходе интегратора сохраняется « при применении

Рис. 1-10. Структурная схема цифрового двоично-десятичного интег­ ратора с последовательным переносом.

других систем счисления. На рис. 1-10 показана принципиальная схема одногодесятичного разряда цифрового интегратора с последовательным переносом, примененная авторами в разработанном универсальном цифровом частотомере [20]; от других она отличается тем, что в декадах числового регистра (4P) и делителя тактовой частоты (ДЧ) применены нереверсивные счетные декады, работающие соответственно в коде 1—2—4—8 и 1—2— 1—5. Временные диаграм­ мы работы ЦЧ, для всех возможных комбинаций состояний триггеров ДЧ и 4P, показанные на рис. 1-11, хорошо иллюстрируют наличие указанной неравномер­ ности. Как в схеме на рис. 1-8, так л в схеме на рис. 1-10 связи входов схем логического умножения ГСС с выходами триггеров декады Mi и Д п для исклю­ чения наложения импульсов осуществлены так, что выходные импульсы не совпадают во времени. Таким образом, второй ЦЧ обеспечивает непрерывность представления результата измерения.

Первый метод измерения f* с элементом задержки на входе вычитания РСИ еще не находит практического применения из-за трудности реализации схем, обеспечивающих создание задержки тз требуемой величины, и возможности накопления ошибок вследствие сбоев в работе РСИ. Второй — метод следящего уравновешивания — тоже не получил широкого распространения, так как усту­ пает по точности и быстродействию методу сопоставления. Однако его двоичный умножитель, представляющий собой совокупность ДЧ, ГСС со схемой логиче­

ского сложения на выходе и числового регистра, роль которого в рассматривае­ мом ЦЧ выполняет РСИ, в настоящее время используется все чаще для решения самых различных задач частотно-временных измерений, особенно в диапазоне низких и ннфранизких частот [20, 25, 42, 67, 68, 82, 99]. Поэтому выпускаемые цифровые приборы, как правило, основаны на использовании метода совпадения.

Исследование большого количества зарубежных моделей приборов показало,

Рис. 1-11. Временная диа­ грамма работы цифрово­ го двоично-десятичного интегратора с последо­ вательным переносом.

рядных цифровых индикаторах, реже на знакосннтезирующих электролюминес­ центных индикаторах и индикаторах с лампочками накаливания. В последнее время появились ЦЧ и другие цифровые приборы, в которых применены новые знакосинтезнругащие вакуумные индикаторы с катодолюминесценцией — Игоп,

яркостью индицируемого знака и большим сроком службы, но и дают воз­ можность увеличить количество выдаваемой оператору информации благодаря

связи, уменьшающие число внешних выводов со 168 до 27, эти 14 разрядов индикатора занимают по длине 14 см, и им для управления нужен только один общий управляющий дешифратор, так как индикатор разрабатывался специально для приборов с динамическим методом индикации результатов измерения, пред­ ложенным сотрудниками Львовского политехнического института [116]. По кон­ струкции эти приборы могут быть: настольными, стоечными, комбинированными.

Изучение технических характеристик зарубежных ЦЧ показало, что приборов с высокими метрологическими и техническими характеристиками, обладающих большими функциональными возможностями, сравнительно мало. Чаще всего выпускают упрощенные приборы для выполнения технических измерений, имею­ щие низкую стоимость, высоконадежные и хорошо оформленные. Однако техни­ ческий уровень лучших моделей ЦЧ очень высок. Среди них чаще всего встре­ чаются многоцелевые и универсальные ЦЧ, обеспечивающие режимы измерения

*. Аналогичная лампа была предложена Н. В. Кирианаки в 1958 г. [55].

1G

«мгновенных» (за один или несколько периодов измеряемой частоты) и инте­ гральных значений частоты периодических процессов, «мгновенных» н интеграль­ ных значений отношений двух частот, «мгновенных» и интегральных значений интервалов времени периодических и случайных процессов, длительностей им­ пульсов и их фронтов, а также количество импульсов. Причем ЦЧ переходит ■из одного режима в другой с помощью одного или нескольких переключателей, установленных на его лицевой панели.

Верхний диапазон измеряемых частот лучших ЦЧ без предварительного преобразования составляет 100— 1500 Мгц н определяется как схемотехникой, так и значениями граничных частот транзисторов, диодов и интегральных схем, используемых прежде всего при построении счетных декад, БАУ и ЭС. У ЦЧ модели TR3788C ' H TR 3787 (Япония) он равен 500 Мгц и обеспечивается быстродействующими триггерами, у ЦЧ модели 8100 и НР-5366А (США) — соот­ ветственно 500 Мгц и 320 Меи, у ЦЧ типа ЕМС-1646 (Венгрия) — 100 Мгц. Применение отдельных или встроенных в ЦЧ двоичных делителей частоты на входе позволяет в несколько раз расширить диапазон верхних частот. Двоичные делители быстродейственны, так как в них отсутствуют временные задержки, обусловленные обратными связями и наличием схем совпадения. Дальнейшее расширение диапазона верхних частот возможно благодаря использованию спе­ циальных, в том числе автоматических, методов преобразования и переноса

гральных схемах, в том числе и на больших. Широко используются при этом

ных индикаторов «Nixies управляющие модули типа ДДМ-14 для индикаторов

2 гц—20 Мгц.

Нижний диапазон измеряемых частот ограничен погрешностью квантования, временем квантования и типом формирователя ЦЧ. В последнее время созданы высокостабильные усилители постоянного тока с малым дрейфом, использование которых позволяет расширить нижний диапазон измеряемых частот вплоть до нуля герц. У ЦЧ моделей 8100 и НР-5360А (США) нижний диапазон равен 0,05 н 0,01 гц, а у ЕМС-1646 — нулю гц. Однако результат измерения при квантова­ нии периода низких и инфранизких частот по-прежнему воспроизводится в еди­ ницах времени.

Точность измерения частоты у лучших ЦЧ обеспечивает использование высо­

лична и колеблется чаще всего в пределах 0,1—.100 в. Известны ЦЧ с чувстви­ тельностью 0,5 мв на частоте 500 Мгц (указанная выше модель 8100).

Отечественная промышленность выпускает более 30 различных моделей ЦЧ, чаше всего многоцелевого или универсального назначения и комплекты прибо­ ров для измерения частотно-временных параметров. В табл. 1 и 2 приведены основные характеристики некоторых типов ЦЧ [45, 80, 116, 104 и др.]. Все они изготовлены на полупроводниковых приборах, а некоторые, например, 43-32, 43-34, 43-35 и другие, частично или полностью на интегральных схемах. Чаще

индекса А; модели, у которых в ЦОУ применяются индикаторы типа ИН, имеют индекс А). Значения напряжении измеряемых частот, требуемых для обеспечения измерений с гарантированной классом ЦЧ точностью, различны и колеблются в пределах 0,1—200 в. Причем в режиме квантования периода, эти эиачекия выше, чем в режиме квантования частоты. Диапазон измерлешын чакэтпг разли-