книги / Теория информации
..pdfматрицей коэффициентов корреляции \\Rkl\\- Математические ожида ния коэффициентов разложения равны нулю. Неслучайные базисные
функции принято называть координатными функциями.
Т
Предположив, что J m](t)dt <<ю, детерминированную функцию
-т
mu{t) в (3.49) на интервале - Т < t < Т также можно разложить по функциям <рА(/), представив в виде
mu(t) = 2Х *< Р *(0, |
(3.50 а) |
|
|
к |
|
m„k = |
\m u(t)^k{t)dt. |
(3.50 6) |
|
-Т |
|
Подставляя (3.50 а) и (3.50 б) в (3.49) для случайного процесса |
||
U(t) с отличным от нуля средним, получим |
|
|
^ (0 — к |
+ тик)Ук(*У |
(3.50 в) |
Выражение случайного процесса в виде (3.50 в) позволяет сущест венно упростить его линейные преобразования, поскольку они сводятся к преобразованиям детерминированных функций [/»„(/), (01 >а тэФ~ фициенты разложения, являющиеся случайными величинами, остаются неизменными.
Чтобы определить требования к координатным функциям, рас смотрим корреляционную функцию процесса U (t) , заданную разло жением
ли(/,/2) = M m o u ( t 2)] = л/[Хс,ФДОЕс/ф/(^-)1 = Е М О Д М О фДл)-
Так как |
|
|
|
|
т с А ] = Р * |
при |
к = I, |
||
при |
к |
/, |
||
|
||||
то |
|
|
|
|
К ( ¥ г ) = Е фЛ О фЛ О А |
+ Е фЛ О фЛ 'зЖ /- (3.51) |
|||
к |
к*1 |
|
|
|
Соотношение (3.51) становится значительно проще, если коэффи |
||||
циенты {Ск} некоррелированы (R kl = 0 при к Ф1, |
при к= I): |
К Ш г ) - |
(3.52) |
В частности, при ^ = t2 ~ t полупим дисперсию случайного про |
|
цесса U{t): |
|
DA 0 = £к [ фД ^ Dk- |
(3.53) |
Поэтому целесообразно выбирать такие координатные функции, которые обеспечивают некоррелированность случайных величин ( C J . Разложение (3.50), удовлетворяющее этому условию, называют кано ническим разложением.
По известному каноническому разложению корреляционной фун кции случайного процесса можно записать каноническое разложение самого случайного процесса с теми же координатными функциями, причем дисперсии коэффициентов этого разложения будут равны дис персиям коэффициентов разложения корреляционной функции.
Таким образом, при выбранном наборе координатных функций центрированный случайный процесс характеризуется совокупностью дисперсий коэффициентов разложения, которую можно рассматривать как обобщенный спектр случайного процесса.
В каноническом разложении (3.50) этот спектр является дискрет ным (линейчатым) и может содержать как конечное, так и бесконечное число членов (линий).
Основным препятствием к широкому практическому использованию канонических разложений случайных процессов является сложность про цедуры нахождения координатных функций. Однако для ряда стационар ных случайных процессов эта процедура вполне приемлема.
3.7. Графическое представление сигналов
Достаточно широкий класс реальных сигналов охватывается их моделью в виде марковского процесса. Положим, сложный сигнал строится из некоторого дискретного множества элементарных сиг налов. Если источник генерирует в данный момент j - й элементарный сигнал, то говорят, что он находится в j -м состоянии. Полное описа ние процесса заключается в задании набора элементарных сигналов (состояний) ( е } и условных вероятностей р.к перехода источника из состояния j в состояние к.
Для полноты модели в рассмотрение можно включить случай, ког да вероятность перехода pjkзависит от времени пребывания источника в состоянии j: вероятность перехода в состояние к в интервале (т, т + dx) после перехода в состояние j равна pjk(i)(h.
Этот сложный процесс может быть отражен очень простой графической моделью. Способ построения модели за ключается в следующем. Со стояниям источника ставятся в соответствие точки (узлы); воз можность перехода из данного ^ состояния в другое отображает ся наличием линии (ветви), со единяющей соответствующие узлы; направление перехода указывается стрелкой; веро ятность перехода указывается
числом около надлежащей ветви. Величины подчиняются очевидному
соотношению = Полученный в результате граф может выглядеть, например, как на рис. 3.5.
Известно, что существуют преобразования графа, не изменяющие определенные свойства, но упрощающие его структуру. Причем, поль зоваться преобразованиями Лапласа функций pJk(т) более удобно, чем самими функциями pJk(T). Кроме удобства при написании признаков ветвей графа функции Pjk(s) позволяют очень просто вычислить вре менные моменты сигналов. Пусть, например, нас интересуют только те сигналы, которые начинаются с состоянияj и заканчиваются состо янием к. После соответствующих преобразований графа можно полу чить функцию Pjk(s) в виде степенного ряда Р (s) = aQ+ axs + a2s2+...
Коэффициент aQдает безусловную вероятность осуществления переходаj —►к, т.е. вероятность появления сигнала любой длитель ности, начинающегося с у-го символа и заканчивающегося к-м. Ве-
личина ~ а\ характеризует среднюю длительность такого сигнала;
2* (оЛ2
дисперсия длительности определяется величиной а0 [а0)
Из полного графа случайного процесса легко определить любую инте ресующую нас реализацию, выделив в нем соответствующую траекторию. По характеристикам ветвей траектории находится вероятность данной ре ализации и ее остальные временные статистические характеристики.
Наиболее эффективно граф может быть использован для нахожде ния статистических характеристик подмножества сигналов, выделяе мого по какому-либо признаку.
3.8. |
Геометрическое представление сигналов |
||
Основой |
геометрического представления сигналов служит |
||
тот факт, что совокупность чисел |
х2, |
, хп, независимо от их |
происхождения, всегда может рассматриваться как совокупность координат точки в n-мерном пространстве, т.е. соответствующий вектор в «-мерном пространстве определяется совокупностью п чисел, которые являются его проекциями на соответствующие оси. Это записывается следующим образом:
х = (х{,х2, ... ,х ).
Сигнал с ограниченным спектром, согласно теореме Котельникова, полностью задается дискретным множеством равноотстоящих отсче тов. Совокупность чисел, характеризующих значение функций отсче та в соответствующих точках, можно рассматривать как совокупность координат некоторой точки; таким образом, сигнал также представля ется как вектор (точка) в многомерном пространстве, которое можно назвать пространством сигналов. Размерность пространства сигналов равна числу степеней свободы рассматриваемого сигнала. Как отмеча лось выше, оценкой числа степеней свободы отрезка сигнала длитель ностью Т и ограниченной шириной F спектра является число 2FT.
В большинстве практических случаев число измерений про странства сигналов очень велико. Хотя такие пространства не до пускают наглядного изображения, аналитические соотношения геометрии значительно облегчают рассмотрение проблем связи.
Расстояния в пространстве сигналов имеют наглядный смысл. Для так называемого евклидова пространства справедливо следующее соотношение для длины вектора:
п
(3.54)
которое является обобщением обычной теоремы Пифагора. В п-мерном пространстве длина вектора называется его нормой. Если рассмотреть два вектора .г, и х2 (на рис. 3.6 показана двумерная модель), то можно найти угол между ними и расстояние между концами векторов.
Исходя из рис. 3.6 получаем:
cosa 1 |
Xi I |
cosa2 = |
Х<у> |
• |
Xt^ • |
|
X- |
= 71- 4 ?; |
w r |
sina, |
= тр—; sm a0 = 77-=^ |
||||
Тогда |
|
|
|
k |
‘ |
Ik II |
|
|
|
/ |
\ |
|
+ xX7x77 |
||
|
|
|
|
||||
cosa, cosa2 + sin a, sm a2 = cos(a, - a 2) = cosy = |
.... |
■ . |
|||||
|
|
|
|
|
|
INI1*2II |
|
Обобщая полученное выражение на w-мерное пространство, мо |
|||||||
жем записать |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Z v ■2j |
|
|
(3.55) |
|
|
|
cosy = j = 1 |
x2 |
|
|
||
|
|
|
F l |
|
|
|
|
Для расстояния d между концами векторов будем иметь |
|||||||
|
d 2 |
= (х2] - х и)2 +(х22- х п)2 |
|
||||
или для /2-мерного случая |
|
|
|
|
|
||
|
|
d = J t i b j - x v ) 1- |
|
(3-56) |
|||
Для энергии |
Ес сигнала, представленного отсчетами, получено |
||||||
выражение |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
E c = J p |
i x r |
|
|
(3.57) |
Сравнивая значение энергии с соотношением (3.57), можем запи сать ||х||2 = 2FEc.
Так как длительность сигнала конечна, то можно определить сред нюю мощность сигнала Р следующим образом: Рс= EJT. Тогда
||х|| = рЕ Т Р с |
(3.58) |
Итак, норма вектора сигнала (т. е. длина вектора) при заданной длительности и ширине спектра сигнала определяется его средней мощностью. Для стационарного случайного сигнала операция осред нения квадрата реализации по времени определяет дисперсию процес са, следовательно, норма вектора сигнала пропорциональна его сред нему квадратическому значению
И = ° ,J 2 F T
(3.59) Простое геометрическое толкование имеют различные опера
ции над сигналами. Например, если сигнал в канале искажается определенным образом, то пространство сигналов искривляется за счет определенного смещения каждой точки. Пропусканию сигна ла через фильтр с поло-
шХ\ |
|
сой, меньшей |
ширины |
||||
|
|
спектра, |
соответствует |
||||
|
|
проектирование точки |
|||||
|
|
сигнала |
на |
некоторое |
|||
|
|
подпространство, |
так |
||||
|
|
как такая |
фильтрация |
||||
|
|
уменьшает |
число |
сте |
|||
|
|
пеней свободы сигна |
|||||
|
|
ла. Наконец, |
сложение |
||||
Хц |
Х21 |
сигнала |
с помехой |
оз |
|||
начает смещение точки |
|||||||
Рис. 3.6. Двумерная модель векторного |
|||||||
сигнала |
на |
величину, |
|||||
|
|
пространства
п р о п о р ц и о н а л ь н у ю среднеквадратическому значению помехи. Если помеха носит слу чайный характер, то она образует некоторую область неопределен ности около каждой точки пространства сигналов.
Геометрическая модель позволяет дать наглядное изображение процессов, происходящих в линиях связи.
Конт рольны е вопросы
1.Дайте определение детерминированного и случайного процес сов. Приведите примеры.
2.Дайте определение дельта-функции и укажите основные ее свойства.
3.Поясните смысл величин, входящих в тригонометрическую и комплкексную формы записи ряда Фурье.
4.Какой вид имеет спектр периодического сигнала?
5.Дайте определение понятий реализации и ансамбля реализаций случайного процесса.
6.Дайте определение основных характеристик случайного процесса.
7.Как описываются статистические свойства дискретных сообще ний? Какие процессы называются марковскими?
8.Что такое «белый шум»? Каковы его свойства?
9.Каким образом оценивается в технике практическая ширина спект ра сигнала, и какие характеристики полностью определяют сигнал?
10.Дайте геометрическое определение различимости сигналов.
4. ДИСКРЕТИЗАЦИЯ И КВАНТОВАНИЕ НЕПРЕРЫВНЫХ СООБЩЕНИЙ
4.1.Способы квантования сигналов
Влюбую систему информация поступает в виде сигналов. Различ ные параметры физических процессов с помощью датчиков обычно преобразуются в электрические сигналы. Как правило, ими являются непрерывно изменяющиеся ток или напряжение, но возможно поступ ление и импульсных сигналов, как, например, в радиолокации. Печат ный текст отображается буквами, цифрами и другими знаками.
Хотя поступающую информацию можно хранить, передавать и обрабатывать как в виде непрерывных (аналоговых), так и в виде дискретных сигналов, на современном этапе развития информацион ной техники предпочтение отдается дискретным сигналам, поэтому сигналы, как правило, преобразуются в дискретные. С этой целью каждый непрерывный сигнал подвергается операциям квантования по времени (дискретизации) и по уровню.
Под дискретизацией подразумевают преобразование функции непре рывного времени в функцию дискретного времени, представляемую со вокупностью величин, называемых координатами, по значениям которых исходгная непрерывная функция может быть восстановлена с заданной точностью. Роль координат часто выполняют мгновенные значения функ ции, отсчитанные в определенные моменты времени.
Под квантованием подразумевают преобразование некоторой ве личины с непрерывной шкалой значений в величину, имеющую диск ретную шкалу значений. Оно сводится к замене любого мгновенного значения одним из конечного множества разрешенных значений, на зываемых уровнями квантования.
Аналоговый сигнал (рис. 4.1 а), описывается непрерывной (или кусочно-непрерывной) функцией х(/), причем и аргумент, и сама фун кция могут принимать любые значения из некоторых интервалов: f< t< t",x'< x< x" (см. рис. 4.1а).
Первоначально в электросвязи использовались преимущественно аналоговые сигналы. Их можно просто генерировать, усиливать, переда вать и принимать. Недостатком таких сигналов является то, что любое из
менение их формы из-за помех и искажений влечет за собой изменение принимаемого сообщения. Возросшие требования к качеству передачи сообщений заставили перейти к дискретньт и цифровым сигналам.
Причины перехода к дискретному и цифровому выражению ин формации заключаются в следующем.
Для конкретных задач управления или исследования интересую щего нас объекта обычно требуется значительно меньше информации, чем ее поступает с датчиков в виде сигналов, изменяющихся во вре мени непрерывно. Учет априорных сведений об этих сигналах и целях их получения позволяет ограничиться отсчетами, взятыми через опре деленные моменты времени.
При неизбежных флуктуациях во времени интересующих нас параметров и конечной погрешности средств измерения информа ция о величине сигнала в каждый момент отсчета всегда ограничена, что и выражается в конечном числе уровней квантования. Кроме того, специфика решаемых в системе задач часто такова, что целесообраз но ограничиться значительно меньшим числом уровней, чем следует из указанных выше ограничений.
Во многих случаях информация извлекается и передается с целью дальнейшей обработки средствами цифровой техники, в первую оче редь ЭВМ и микропроцессорами. Рациональное выполнение операций дискретизации и квантования при этом приводит к значительному эко номическому эффекту как за счет снижения затрат на хранение и обра ботку получаемой информации, так и вследствие сокращения времени обработки информации, что ведет к улучшению качества управления.
При передаче и обработке информации в цифровой технике существу ет принципиальная возможность снижения вероятности получения оши бочного результата до весьма малых значений. Она возникает потому, что при использовании дискретных сигналов, во-первых, применимы такие методы кодирования, которые обеспечивают обнаружение и исправление ошибок, а во-вторых, можно избежать свойственного аналоговым сигна лам эффекта накопления искажений в процессе их передачи и обработки, поскольку квантованный сигнал легко восстановить до первоначального уровня всякий раз, когда величина накопленных искажений приблизится к половине кванта. Практическая реализация указанных методов наиболее эффективна при минимальном числе уровней, равном двум.
Выражение информации в цифровой форме облегчает унифика цию операций ее преобразования на всех этапах обращения. Массо вость изготовления типовых узлов и блоков, простота их настройки, отсутствие необходимости регулировки в процессе эксплуатации поз