книги / Малогабаритные генераторы накачки полупроводниковых лазеров

t,( l

л'эт

Рис.2.4. Эквивалентная схема ключа на БТ с согласующим трансформатором: а —полная; б - упрощенная

Одним из решений, устраняющим указанный недостаток, является применение согласующих трансформаторов с объемным витком [37]. Эквивалентная схема такого транзисторного ключа показана на рис. 2.4,а: i‘i (t) - ток в первичной

обмотке; - проводимость генератора тока; гд = гдЛ*2- приведенное к первичной обмотке сопротивление нагрузки; Сг = п? • Си - приведенная к первичной обмотке емкость нагрузки; г*1 = г2/п т2активное сопротивление вторичной обмотки, при­ веденное к первичной; LM - эквивалентная инд тивность намагничивания магнитопровода; 1п - индуктивность рассеяния магнитного потока; Ст1, Ст2 -

приведенные динамические значения распределенных емкостей обмоток им­ пульсного трансформатора; пткоэффициент передачи трансформатора

Рис.2.5. Конструкция импульсного трансформатора с объемным витком: 1 —стержень, образующий вместе с корпусом 2 объемный виток вторичной обмотки; 3 - ферритовое кольцо с первичной обмоткой; 4 - винт для крепления ПКГ

Вторичная обмотка представляет собой объемный виток, в разрыв которого включен полупровбдниковый ОКГ (рис. 2.5), поэтому в данной схеме лазер можно представить в виде параллельного соединения емкости Са и сопротивления г*. При длительностях импульсов накачки менее 100 нс можно пренебречь не­ большим намагничивающим потоком и считать, что LM °°. Емкость первичной обмотки Ст1 значительно превышает приведенную по входу трансформатора суммарную емкость Ст2 + d . С учетом изложенного эквивалентная схема на­

груженного на трансформатор ключа упрощается (рис.2.4,б), а изображение ее переходной функции имеет вид

Используя теорему о разложении

fife) = aCTpm+am1t>m- 1+...+giP+fl(>

К ф ) ” Ьп( р - р 0 ( р - р 1 ...( р - р г )

62

где ат,Ъп - некоторые действительные числа; т ,п - показатели cYeneHH при

комплексной переменной в изображении функции по Лапласу; p i, р2 . . . рпкорни уравнения F2 (р),можно получить изображение h(p) = \p(p-pd(p -Р 2)]"1,

образом, использование трансформаторов указанной конструкции позволяет оставить практически без изменения величину приведенной к ключевому

фронта t^ L n /R s ,.

При этом, однако, не решается проблема реализации малых длительностей, что ограничено эффектом насыщения транзистора Для примера в табл. 2.1 приведены типовые значения параметров импульса тока накачки для некоторых транзисторов, нагруженных на полупроводниковый излучатель с внутренним сопротивлением Яи = 1 Ом.

Таблица 2.1

Временные параметры импульсов на выходе БТ, нагруженного на ПКГ

Наиболее просто указанная проблема решается путем формирования токового импульса за счет энергии накопительного конденсатора, дли­ тельность разряда которого на сопротивление нагрузки # н и определяет его форму (рис. 2 .6 ,а).

63

Рис.16. Транзисторный ключ с раз­ рядной формирующей емкостью: а — принципиальная схема; б - эквива­ лентная схема

Для устранения влияния эффекта насыщения транзистора на длитель­ ность токового импульса необходимо, чтобы выполнялось неравенство

*Ф='

1 „Сз

Анализ зависимости (2.9) показывает, что она имеет минимум и справедлива когда Ln/z0 < z0C3. Наиболее шросто это неравенство реализуется за счет уве

личения z0, что достигается как было отмечено, подключением в цепь разряд? конденсатора нагрузки через согласующий трансформатор. Так как в BTON случае L jz 0 « z0C3, то длительность токового импульса следует оценивал

исходя из зависимости, полученной на основе анализа эквивалентной схемь

64

Рис.2.7. Схема генератора накачки с замыкающим ключом в базовой цепи

Отсюда длительность импульса находится как = 0,69zoCB. Срез, определяемый по уровню 0 ,1 1 ^ , равен tc = 2,3z0CB. Несмотря на широкое использование такой

схемы построения генератора, последний обладает существенным недостатком, связанным с разогревом кристалла ПКГ в момент формирования среза Гс» Т и И ограничением по формированию малых длительностей тв< 2 0н с .

Указанные недостатки устраняются в схемах, где транзисторный ключ рабо­ тает в режиме короткого замыкания базы (рис. 27) [38]. Работа схемы состоит в следующем. В исходном состоянии транзисторы VTlrVT2 закрыта. При подаче импульса положительной полярности от задающего генератора в первый момент открывается транзистор VTa, переходя в режим насыщения. Через время, опре­ деляемое величиной линии задержки, открывается транзистор VT%. С этого момента происходит шунтирование базы транзистора VT2 внутренним сопротив­ лением дополнительного транзистора VTt , находящегося в режиме глубокого

насыщения. В результате этого происходит быстрое рассасывание неосновных носителей базы транзистора VT2 .

Длительность фронта импульса определяется крутизной фронта импульса задающего генератора, переходными процессами в цепях транзистора VT2 и

степенью его насыщения.

I Переходная характеристика транзистора без учета явления насыщения может ’быть представлена в виде

h(t) = 1 - exp (-£/% ),

где То* эффективное время жизнй неосновных носителей в базе транзистора V7*. Эффективное время жизни неосновных носителей в полупроводниковых

диодах и транзисторах обычно составляет 0,005-2 мкс.

Если принять, что фронт импульса представляет собой экспоненциально нарастающую функцию

W - W - е х р Н А н )].

где Тн - постоянная нарастания фронта сигнала, то процесс на выходе ненасы­ щенного транзисторного ключа описывается следующим выражением:

Приравнивая / к ^ ( t ) к порогу насыщения p j6 , учитывая, что / к/р /б = фн есть ггепень насыщения, и принимая, что£ф/г0« 1,£ФЛ Н< 1 ,а е х р (-х )* 1 - х прих< 1,

егко получить искомое выражение для длительности фронта импульса, которое меет вид.

f ^ V 2 ^ -

Таким образом, при использовании высокочастотных транзисторов с т0 < 20 нс представляется возможным получить фронт импульса длительностью несколько наносекунд при глубине насыщения фн > 2. Длительность среза им­ пульса в анализируемой схеме определяется также тремя факторами:

переходными процессами в цепях транзистора VTu

временем рассасывания неосновных носителей базы транзистора УТг ( t^ J

на низкоомное внутреннее сопротивление открытого насыщенного тран­

значений нагрузки, определяемых внутренним сопротивлением полупровод­ никового лазера и методом его подключения к нагрузке =0,2-20 Ом), пос­ тоянная разряда достаточно мала по сравнению с фронтом импульса тн =

Действительно, длясю = 100 пФ и #э = 20 Ом,тн = 2 нс. Поэтому длительность среза можно найти как

носителей базы транзистора VT2 в момент перехода транзистора VTt в режим

насыщения время рассасывания можно определить как

где г6 - объемное сопротивление базы транзистора VT3; Сл - емкость перехода эмиттер - база VT».

Полученные данные свидетельствуют о возможности реализации в пред­ лагаемой схеме импульсов тока, длительность которых меньше длительности исходных импульсов. При этом длительности фронта и среза импульса примерно равны и зависят от формы исходных импульсов и частотных свойств транзис­ торов VT, и VT2 .

Лазерный излучатель с транзистором в цепи базы токового ключа и транс­ форматором с отношением витков W = 6 имеет следующие основные харак­

теристики: максимальный ток накачки на нагрузке 0,25 Ом при использовании

Таким образом, биполярные транзисторы могут коммутировать ток до 100 А за время < 100 нс при длительности среза импульса < 1000 нс (табл^2 и 2.3). Невысокая импульсная перегрузочная способность данных приборов по току ограничивает дальнейшее увеличение импульсной мощности генераторов.

Параметры генераторов накачки с биполярными транзисторами в качестве токового ключа показаны на примере принципиальных схем рис. 2.8-2.10. Генератор-накачки светодиодов ЗЛ119А, ЗЛ123А (VDt , рис.2.8), собранный нз составном транзисторе УГ„ VT2 (2Т909Б и 2Т312В), обеспечивает амплитуду импульсов I = 4 А при длительности тв = 100 нс и частоте повторения 3 кГш

66

Накопительной емкостью является конденсатор Q . В этом случае светодиод Щ обеспечивает импульсную мощность Ря = 0,3-0,5 Вт, а импульсное падение

напряжения на нем составляет около 6 В. Особенностью схемы является питание от источника напряжения 1,5 В за счет преобразователя напряжения на элементах VT3 ,VT4, Zi,VDa, VD3. Применение транзисторов 2Т208И (VT3, VT4) позволяет

получить высокий коэффициент полезного действия преобразователя'д = 75% . Преобразователь одновременно выполняет функции задающего генератора, импульсами которого открывается токовый ключ. Трансформатор Т, выполненный

на ферритовом сердечнике 2000 НМ1 К10x6x4,5, содержит 40 витков (обмотка I) и 20d витков (обмотка II) провода ПЭВ-1 0,12. Диоды VBj, Щ типа 2 Z7103A. Потребляемая генератором мощность не превышает 180 мВт.

Рис.2.10. Схма генератора с резонансным методом заряда накопительного конденсатора; VTt - 2Т603Б, VT3 - 2Т907А, V D .-V D , - Д818Е, V D ,-V D . - Д312, VD, - TO8 - 2Д202Р, VD, - Д310А

При использовании источника питания 12 В вместо преобразователя напря­ жения задающим генератором может служить несимметричный мультивибратор, собранный на разнополярных транзисторах 2Т312В, 2Т363А (ри&2.9). Параметры излучаемых импульсов при этом не изменяются, потребляемый ток состав­ ляет 12 мА.

69

Одним из основных параметров генераторов накачки является предельная частота повторения импульсов, которая для токового ключа на биполярном транзисторе составляет

1

f пред ”

2 ( * в е р ш + * ф + * с ) ’

где Тверц,, *ф, t c - длительности вершины, фронта и среза выходного импульса

соответственно. Кроме того, необходимо учесть влияние на величину / пред времени заряда накопительного элемента и тепловой разогрев транзистора.

Широко распространенными являются импульсные генераторы с резонансным методом заряда накопителя (конденсатора) (рис.2.10). Частота подзарлда кон­ денсатора / пз в этом случае определяется из условия обеспечения последова­ тельного резонанса в зарядной цепи на частоте, равной частоте повторения токовых импульсов, т.е.

1в

~2 я - / Щ

По отношению к источнику питания этот метод позволяет удвоить напряжение на накопительной емкости и соответственно сократить потери энергии в зарядной цепи. Значение частоты повторения, с одной стороны, ограничено требованием к выбору величины емкости, которая может быть определена из условия выпол­ нения требований создания заданной формы импульса

и для практических случаев составляет 1-10-® Ф. С другой стороны, для обес­ печения резонанса в цепи заряда необходимо, чтобы характеристическое сопротивление (р) определялось из условия

Р = о)рХ =

1

(др Сэ

где о)р - резонансная частота, что соответствует добротности последовательного контура

где гпрвнутреннее прямое сопротивление диода в зарядной цепи (гпр= 5 -10 О* С учетом зависимостей (2.10), (2.11)

и при 0 <10 ее значение составляет 1-10® Гц.

Принципиальная схема генератора представлена на рис.2.10. Генерат< состоит из задающего блокинг-генератора на транзисторе VTX и формировать импульсов тока, состоящего из транзистора VT2, накопительного конденсато| СА и диода с накоплением заряда VD9. Для сокращения времени заряда конде

сатора С4 и увеличения напряжения на нем используется резонансный зар

70