книги / Малогабаритные генераторы накачки полупроводниковых лазеров

приборы 2П901А, 2П904А, 2П911А, 2П913А, 2П923А в качестве ключевых элементов для питания мощных импульсных источников излучения. В свою очередь, не­ большая величина емкости между затвором и истоком, свойственная транзис­ торам 2П902А, 2П905А, 2П907А, дает возможность создавать импульсные генераторы накачки наносекундного диапазона длительностей, а также источники питания непрерывных излучателей с частотой амплитудной модуляции до 400 МГц и выше.

Транзисторы с вертикальной МДП-структурой, изготовленные методом двойной имплантации, имеют наилучшие характеристики в ключевом режиме. Малая и хорошо контролируемая длина канала, поликремниевый затвор спо­ собствуют уменьшению сопротивления открытого канала и емкости затвор-сток, а также снижению порогового напряжения. МДП-ПТ типа 2П926А способен коммутировать постоянный ток 15 А и формировать импульсы амплитудой, до 30 А при сопротивлении канала в открытом состоянии не более 0,03 Ом. В сочетании с высоким допустимым напряжением сток-исток это позволяет создавать генераторы для накачки мощных инжекционных излучателей как с относительно низким сопротивлением в рабочей точке (я < 10 м), так и высоко­

омных (Я > 5 Ом).

Наиболее широко распространенные варианты токовых ключей на ПТ показаны на рис. 2.18. В первой схеме (рис. 2.18,а) излучатель VDXвключен между общим проводом и разделительной емкостью С. Исток транзистора VTX также

заземлен, что во многих случаях упрощает конструкцию генератора Напряжение смещения затвора Есм = -1..г-4 В используется при необходимости снижения

разогрева ПТ начальным током стока. Сопротивление Яс является нагрузкой трансформатора по постоянному току. Ток подзаряда конденсатора с в интер­ валах между управляющими импульсами является обратным для излучателя. Поэтому в цепи заряда необходимо использовать импульсный диод VD2• Для

предотвращения шунтирования излучателя при накачке короткими импульсами диод VD2 должен иметь минимальную емкость перехода.

Ьсли корпус излучающего диода не требуется заземлять, применяется вторая схема генератора накачки на ПТ (рис. 2.18,6). При этом зарядным сопротивлением и накопительной емкостью являются элементы фильтра ЯфСф, и ток подзаряда конденсатора, С не протекает через нагрузку ключа Однако начальный ток стом ПТ приводит к дополнительному разогреву излучающего диода (как и в схем рис,2.18,а при включении излучателя между истоком и общей шиной). Следе вательно, источник отрицательного смещения здесь наобходим.

Для исключения влияния паразитных индуктивностей на переходные npcj

смотрим его упрощенную эквивалентную схему (рис. 2.19), на которой показан генератор управляющих импульсов с выходным сопротивлением Яг, основнь элементы модели транзистора и активная нагрузка Ян, включенная чер^ разделительную емкость С.

При большой С постоянная времени нагрузочной цепи Г3 = С Я Н-*■«>, т.е .л

переменному току нагрузка подключена пареллельно сопротивлению кана" Яси и резистору цепи питания стока Яс, образуя эквивалентное сопротивлен Яэ = (R ^ + Яс1/ * . В установившемся режиме в качестве Яэ берется сопротивлен'

Яс. Аналогично в эквивалентную емкость Сэ входит междуэлектродная емкое

82

Рис.2.20. Выходные вольт-амперные характеристики ПТ: 1-иш < 0,5 Uw ;

значении - 5

На примере ПТ типа 2П913А аппроксимируем его выходные ВАХ кусочно­ линейной зависимостью (рис. 220:). При малом сопротивлении в цепи стока Rc нагрузочная прямая 3 пересекает пологий участок характеристики с соот­ ветствующим значением дифференциального сопротивления R ^ . В этом случае в установившемся режиме после* коммутации напряжения на емкости С3 равно

получаем его корень

«си + Я н Яси' Я„- с з

Решение уравнения (2.15) имеет вид

Уси(У " ^см(°°) + аехРЛ *) ■

Из начального условия

^си(О) = Ц * ( - ) + «

определяем постоянный коэффициент

84

i r C & b - R j R " .

Если сопротивление в цепи стока Rc > Е - UQ/ I B, то нагрузочная прямая 4

пересекает ВАХ на крутом участке. При этом процент открывания транзистора проходит в два этапа Сначала емкость Сэ разряжается от Е до напряжения и в,

соответственно ток нагрузки возрастает по закону

Затем емкость Сэ разряжается до напряжения Г/г, при этом сопротивление канала транзистора имеет минимальную величину я си mjn = UB/ I B . В начале данного этапа UaA(t1)=sUBte момент окончания

При управляющем напряжении, приближающемся к максимально допус­ тимому (Ези> 0,5 Ешгт^ , сопротивление канала открытого транзистора на пологом участке выходной ВАХ участок ДЖ значительно уменьшается по сравнению со случаем Еш < 0,5 т.е. увеличение амплитуды входного сигнала позволяет

повысить быстродействие ключа на МДП-ПТ за счет более быстрого разряда емкости Сэ.

Нагрузочная прямая 5 пересекает аппроксимирующий отрезок ВЖ. При этом

увеличение тока в нагрузке для малого управляющего напряжения происходит с неизменной постоянной времени, а для 1/зи> 0,5 транзистор открывается в два этапа.

После установления на емкости Сэ минимального напряжения, соответст­ вующего точке пересечения нагрузочной прямой с заданной ветвью выходной ВАХ, в нагрузке формируется вершина токового импульса. В момент окончания Прямоугольного управляющего сигнала начинает формироваться срез токового импульса в нагрузке. При этом входная емкость МДП-ПТ разряжается с посто­ йной времени Тх = Я г С^ по экспоненциальному закону (t) = Е ехр (-t/T x).

85

Рис.2.21. Зависимость сопротивления канала открытого транзистора 2П913Л от управляющего напряжения (2) и ее кусочно-линейная аппрокси­ мация (2)

Емкость Сэ заряжается до исходного напряжения по мере увеличения со­ противления канала транзистора Для анализа этого процесса аппроксимируем зависимость # си (и ^ ) ломаной линией 2 (рис. 2.21). Будем считать, что правее точки перегиба (и ш> Umn = 4 В) канал имеет минимальное сопротивление Rwrrinf

соответствующее крутому участку выходной характеристики, т.е. в течение времени t3, когда емкость затвор-исток разряжается до уровня [ / ^ соотношение

сопротивлений канала и нагрузки остается практически неизменным, а значит, выходной ток ключа не снижается

u,L

*3 ~ ~ Т1 1п

При дальнейшем запирании транзистора сопротивление его канала становится

Время среза выходного тока равно времени заряда емкости Cw до уровня

Уси=0,9Е:

Е

Поскольку полупроводниковые излучатели имеют малое сопротивление, то npi их накачке с помощью ключа на МДП-ПТ длительность среза токового импульс^ может быть меньше времени нарастания.

Работа полевого транзистора при запуске от реального генератора хара>4 теризуется следующими временами переключения:

86

где f ^ , ^ф1 - длительности фронта и среза управляющего импульса

Экспериментальные исследования мощных МДП-транзисторов в ключевом режиме (рис.2.18) проводились с помощью скоростного осциллографа С7-10А при запуске от генератора прямоугольных импульсов с выходным сопротив­ лением Я г = 5 Ом, с плавно регулируемой амплитудой (1/упр = 3 -15 В). Дли­

тельность управляющих импульсов составляла 20 нс, а время нарастания и спада не превышало 0,5 нс [46].

Таблица 2.7 Параметры импульсов, формируемых МДП-транзисторами нанизкоомной нагрузке

Результаты измерений (табл.2.7) показывают, что приборы типа КП907А и КП911А способны коммутировать импульсный ток до 4 и 6 А соответственно. Время переключения составляет 1 -3 нс и сокращается при уменьшении сопро­ тивления нагрузки. Мощность формируемых импульсов составляет 20-50 Вт, а ее увеличение за счет параллельного включения транзисторов нецелесооб­ разно, так как приводит к возрастанию входной емкости ключа

В свою очередь, приборы КП904А и КП912А обеспечивают больший импульс­ ный ток в нагрузке (до 9 А КП904А и до 15 А КП912А), но длительность фронта составляет 4 -12 нс, а время закрывания транзисторов равно 2 -10 нс.

Повышение амплитуды управляющих импульсов с 15 до 30 В позволяет незначительно увеличить ток в нагрузке (на 10-15% ). Сокращение длительности фронта выходных импульсов при увеличении сопротивления нагрузки (приборы КП904А, КП912А) объясняется уменьшением амплитуды токовых импульсов, когда крутизна нарастания выходного тока определяется главным образом большой постоянной времени входной цепи.

Отрицательное напряжение смещения ( E ^ ^ I.,,- 3 В) в 4 -10 раз уменьшает постоянный ток стока, соответственно уменьшается разогрев ПТ.

Токовый ключ на транзисторе КП911А при малой величине емкости CL = = 60-100 пФ формирует короткие импульсы с параметрами тв= 2,5 нс, / н= 4,2 А - при Ян= 1 Ом или тв= 2,6 нс, 1Н= 1,5 А - при Ян= 10 Ом, что хорошо согласуется с результатами расчета

87

Увеличение длительности фронта и среза импульса за счет переходных процессов в мощном МДП-ПТ можно корректировать путём уменьшения разде­ лительной емкости С (рис.2.15,а). В результате сокращения постоянной времени

нагрузочной цепи г 3 = ЯНС до значений, сравнимых с длительностью управляю­

т вых- Использование коррекции приводит к снижению амплитуды тока накачки, которое необходимо оценить.

Для модулирования процессов в ключевом генераторе накачки на МДГЪ» транзисторе в соответствии с эквивалентной схемой (рис.2.19) составим систему дифференциальных уравнений

с начальными условиями U ^ f y U ^ Q ) U ^= E .

В этой системе уравнений токи определяются выражениями

. u n ( 0 - u m(t)

Решение системы дифференциальных уравнений производилось методом Рунге-Кутта-Мерсона [47].

Модель предусматривает аппроксимацию изменения сопротивления канале ПТ при изменении напряжения и ж , а также учитывает зависимость выходной (Сц) и проходной (Сц = Сх ) емкостей транзистора от напряжения между элект родами стока и истока Um. Кроме того, крутизна ПТ представлена функцией oi

напряжения между затвором и истоком. В программе для персональных ЭВМ (приложение 2) зависимости Як (иж\ S (Уж) представлены кусочно-линейной

88

Рис.2.22. Расчетная форма импульсов на выходе ключа с коррекцией в наг­ рузочной цепи и колебаний на электродах полевого транзистора

Рис.2.23. Зависимость длительности (3,4) и амплитуды (1,2) токовых им­ пульсов от интерционности нагрузочной цепи: 1,3 - i? H= 2 Ом; 2,4 — RKт1 Ом

С*(UJ = qamh+exp (-dU J;

Cj_2 = ^13min ® вхр ( - b V J , >

где коэффициенты о,Ъ, c, d определяются по экспериментальным зависимостям.

Рассчитанная форма напряжений на элементах ключевого генератора на МДП-транзисторе типа 2П.913А показана на рис.2.22. Медленное изменение напряжения на затворе в процессе включения и на стадии выключения объяс­ няется действием отрицательной обратной связи, обусловленной проходной емкостью Са = Сх , за счет которой возрастает эквивалентная входная

емкость' [47]

Импульс напряжений V jt ) показывает форму сигнала на сопротивлении

нагрузки. Результаты расчета для различной емкости разделительного конден­ сатора (рис.223) показывают, что сокращение длительности импульсов накачки без значительных потерь амплитуды можно получить для ПТ типа 2П913А при уменьшении емкости Срдо 400-600 пФ.

Токовые ключи на составных транзисторах

Сильноточные ненасыщенные ключи с малым временем переключения могут быть выполнены на составном транзисторе [48], рис.224. При этом реализуются Достоинства биполярных и мощных МДП-транзисторов (табл.2.8) - большие Рабочие токи при малом остаточном напряжении и высоком быстродействии.

Мощный составной транзистор имеет высокое входное сопротивление. Его Футизна S = (B +1)S0, где S0- крутизна МДП-транзисторе В - коэффициент пере­

дачи тока базы биполярного транзистора Это позволяет резко снизить управ­ ляющее напряжение в ключевых схемах вплоть до выходных уровней ТТЛ- и ^МДП-микросхем.

89

В работе [133] рассмотрены вопросы устойчивости мощных транзисторов к развитию вторичного пробоя. Приводятся предельные режимы зарубежных биполярных приборов: 1тмм до 900 А, и ю до 1600 В и мощных МДП-транзисторок

сочетающие достоинства указанных видов транзисторов. Например, монолитный прибор, включающий в себя МДП, прп- и рл-рструктуры (СОМРЕТ-транзистор), имеет параметры: 1 ^ м = 20 А, Ц^ = 600 В при сопротивлении в открытом

состоянии около 0,1 Ом. В диапазоне значений частоты коммутации от 1 до 70 кГц считаются перспективными и другие варианты комбинированного включения: каскод БТ-МДП, каскод МДП-БТ, параллельный ключ из МДП- и биполярного транзистора, составной каскод типа МДП-БТ-МДП, коммутирующие токи до 140 А за время менее 2 мкс.

2 .2 . Тиристорны е генераторы

Тиристоры - четырехслойные рорплолупроводниковые приборы широкс используются в импульсных системах и источниках питания в качестве элект ронного ключа Диодные тиристоры, имеющие два электрода, называют динис торами (диодными тиристорами). Триодные тиристоры - тринисторы имею1 управляющий электрод. Способность коммутации больших импульсных токов относительно низкое внутреннее сопротивление позволяют считать указанны* приборы перспективными для использования в генераторах накачки мощны) полупроводниковых излучателей.

90