книги / Применение аналоговых микросхем

изменение выходного напряжения не должно выходить за грани­ цы диапазона —1,3...+2,5 В. По выводу 15 ток втекающий, а по выводу 14 вытекающий. От источника опорного напряжения потребляется ток, равный 3,2 мА. К выводу 11 подключается конденсатор, корректирующий частотную характеристику внут­ реннего ОУ. Выводы 12 и 10 являются соответственно неинвер­ тирующим и инвертирующим входом этого ОУ. Подключаемые к выходам ЦАП резисторы 50 Ом обеспечивают согласование с на­ грузкой, имеющей волновое сопротивление той же величины. Цепь подключения Un2= —2 В необходимо шунтировать конденсатором емкостью 10 мкФ, а вывод 9 — емкостью 0,1 мкФ. Входные рези­ сторы 50 Ом обеспечивают согласование с ЭСЛ-схемами се­ рии 100.

8.2. АНАЛОГО-ЦИФРОВЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ

Известно большое число методов преобразова­ ния аналоговых величии в цифровые. Однако в полупроводнико­ вых БИС используются только методы, обеспечивающие достиже­ ние высоких параметров АЦП при реализации структуры из уз­ лов, совместимых по технологии изготовления. Этим требованиям удовлетворяют методы последовательного приближения, парал­ лельного преобразования и двухтактного интегрирования. Первый

Упрощенная структура АЦП последовательного приближения дана на рис. 8.4. Получив команду на выполнение преобразования от генератора тактовых импульсов, регистр последовательного приближения (РПП) устанавливает напряжение лог.1 в первом разряде ЦАП. Если при этом /Вх > /Ц, то компаратор напряжения (КН) выдает в РПП команду оставить напряжение лог.1 в пер­ вом разряде ЦАП и подать напряжение лог.1 на второй разряд ЦАП. Если после этого вновь /Вх > /Ц, то КН выдает в РПП ко­ манду оставить напряжение лог. 1 во втором разряде ЦАП и подать напряжение лог. 1 на третий разряд. Если же оказалось / Вх</ц, то КН выдает в РПП команду установить во втором раз­ ряде напряжение лог. 0 и на третий разряд ЦАП подать напряже­ ние лог. 1. Затем вновь повторится описанный выше алгоритм работы блоков АЦП и так далее до ЛГ-го разряда ЦАП. Работа АЦП синхронизируется тактовым генератором. После N тактов сравнения /вх с /ц на входе ЦАП получается ^-разрядный двоич­ ный код, который является цифровым эквивалентом входного аналогового сигнала.

Описанный способ преобразования использован в БИС КР572ПВ1 и КР1113ПВ1 и положен в основу БИС К1108ПВ1. АЦП КР572ПВ1 не является функционально-законченным, по-

Запись

должно быть меньше 0,2 В. Не допускается подача сигналов на АЦП при выключенном напряжении питания. Рекомендуется подавать аналоговое напряжение на вход после подачи цифровых сигналов управления. Типовое входное сопротивление по выводу 13 равно 10 кОм. Цепь резисторов R1 — R4 позволяет регулиро­ вать напряжение смещения нуля АЦП в диапазоне ±0,3%. Для регулировки полной шкалы используется резистор R5. При обра­ ботке биполярного входного сигнала резистор R2 следует исклю­ чить. Чтобы резисторы не ухудшали точность АЦП при изменении температуры, дрейф их сопротивления должен быть не больше

ю~з/°с .

Структура БИС КР1108ПВ1 отличается от традиционного АЦП последовательного приближения тем, что ЦАП разделен на две части. Первая вырабатывает статические опорные уровни, соответствующие трем старшим разрядам, которые формируются резисторным делителем, подключенным к опорному источнику. Вторая часть ЦАП, реализованная на переключателях тока, ра­ ботает с 4-го по 10-й такты преобразования (формирует уровни семи младших разрядов). В первых трех тактах в соответствии с алгоритмом последовательного приближения выбирается необ­ ходимое напряжение опорного делителя. Формирование этого на­ пряжения производится выбором одного из семи заранее сформи­ рованных эталонных напряжений.

Упрощенная структура АЦП параллельного преобразования приведена на рис. 8.5. Основными элементами JV-разрядного АЦП являются 2^—1 компараторов напряжения. На один из двух дифференциальных входов каждого компаратора подается инди­ видуальное опорное напряжение. Такое опорное напряжение для каждого компаратора формируется внутренним резисторным де­ лителем. Разность между опорными напряжениями двух ближай­ ших компараторов равна U0uHN. На другие входы компараторов подается входной сигнал. По функционированию и структуре ком-

образования, тем большее влияние на его точность могут оказать изменения напряжения питания, помехи и шумы. Их источником является в первую очередь устройство выборки и хранения (УВХ), практически всегда используемое на входе АЦП указан­ ных типов. В режиме выборки УВХ выполняет функцию буферно­ го повторителя, исключающего влияние выходного сопротивления источника аналогового сигнала. По команде цифрового сигнала УВХ переходит в режим хранения, и на выходе сохраняется зна­ чение входного напряжения, достигнутое в момент подачи коман­ ды (см. § 8.3). Изменение этого напряжения из-за нестабильно­ сти напряжения питания УВХ, помех, вызванных переключением цифровых схем в приборе, и из-за шумов в УВХ приводит к тому, что реальная точность преобразования выпускаемых серийно АЦП указанных типов не превышает 12 разрядов.

Существенно большую точность преобразования обеспечивают АЦП, у которых выходной цифровой код определяется интеграль­ ным или средним значением аналогового сигнала в течение неко­ торого интервала времени. Такие АЦП, содержащие на входе интегратор, обеспечивают высокую точность преобразования при обработке аналоговых сигналов в присутствии высокочастотных помех с частотой /п> 1 /Т и, где Ги —период интегрирования. Если значение Ги кратно периоду изменений переменной составляющей напряжения питания АЦП, то исключается влияние нестабильно­ сти питания на точность преобразования. Это объясняется тем, что значение интеграла от синусоидального сигнала равно нулю, если интегрирование осуществляется во временном интервале, кратном периоду изменения синусоиды.

Обеспечивая более высокую точность, чем рассмотренные выше АЦП, а также имея сравнительно простую структуру, интегри­ рующие АЦП оказались также приемлемыми для изготовления в виде полупроводниковых БИС. Их главным недостатком явля­ ется большое время преобразования (1...100 мс). В современ­ ных полупроводниковых АЦП этого типа используется обычно метод двухтактного интегрирования и его модификация с нели­ нейной обратной связью.

Упрощенная структура АЦП с двухтактным интегрированием представлена на рис. 8.6. Преобразование осуществляется в два этапа. Сначала ко входу интегратора А1 подключается преобра­ зуемое входное напряжение. Если в течение заданного времени интегрирования Тп напряжения f/BXего величина остается постоян­ ной, то напряжение Uu линейно уменьшается (при £/вх> 0) от нуля до некоторой величины. Для этого перед первым этапом преобразования интегратор «сбрасывают», т. е. устанавливают в нуль его выходное напряжение £/и.

Затем вместо аналогового сигнала ко входу интегратора под­ ключается опорное напряжение Uon. Полярность опорного напря­ жения должна быть противоположной полярности преобразуемого

аналогового сигнала. Состоянием переключателя S1 управляет логическое устройство. После подключения Uon ко входу интегра­ тора напряжение £/и, изменяясь линейно, стремится к нулю. По истечении времени Т0п достигается напряжение {/и= 0, что фик­ сируется переключением выходного напряжения компаратора А2, управляющего работой логического устройства. Время Гоп прямо пропорционально среднему значению преобразуемого аналогового сигнала за период Ги. Длительность интервала Tn= N ntT опреде­ ляется числом тактовых импульсов ЫИ с периодом t7. Аналогично длительность интервала Ton=NonU определяется числом такто­ вых импульсов Non- В общем виде описанное изменение выходно­ го напряжения интегратора в течение времени Тк-\-Топ можно записать следующим образом:

оо

Подставив в это выражение указанные выше величины Ги и Топ, получим

Ун^т ^оп

Здесь С7вх — среднее значение напряжения преобразуемого вход­ ного сигнала за время Ги. Зафиксированное счетчиком число М0п9 преобразованное в требуемый код, является результатом преоб­ разования аналогового' входного напряжения. Из описания работы АЦП с двухтактным интегрированием следует, что главными ис­ точниками погрешности преобразования является стабильность опорного напряжения и периода тактовых импульсов за время преобразования. По сравнению с влиянием этих двух факторов неидеальностью параметров /?С-цепи интегратора и ОУ обычно можно пренебречь. Время преобразования не постоянно, а опре­ деляется значением преобразуемого входного напряжения.

11 f~àp 2-йр N'û p

Рис. 8.7. Схема интегрирующего АЦП с квантованной обратной связью

Практические схемы БИС АЦП с двухтактным интегрировани­ ем содержат обычно дополнительные функциональные узлы: бу­ ферный повторитель на входе интегратора; узел автоматической балансировки напряжения смещения нуля, узел автоматического переключения полярности опорного напряжения для преобразо­ вания двухполярного сигнала. В первых БИС АЦП с двухтакт­ ным интегрированием аналоговые и цифровые узлы реализова­ лись на разных кристаллах (например, БИС MCI505/MCI4435 и ICL8052/T101). В настоящее время выпускаются однокристаль­ ные АЦП этого типа, к наиболее удачным из которых можно от­ нести ICL7106. Этот АЦП обеспечивает автоматическую регули­ ровку напряжения смещения нуля и способен преобразовывать в десятичный код двухполярный сигнал. Этап регулировки напря­ жения смещения нуля предшествует каждому циклу преобразо­ вания.

В АЦП с двухтактным интегрированием процесс преобразовав ния можно разделить на фазы: интегрирование входного сигнала, интегрирование эталонного напряжения и подсчет тактовых им­ пульсов. При использовании метода с квантованной обратной связью все три фазы процесса преобразования совмещены и вы­ полняются за один фиксированный период времени преобразова­ ния.

Схема АЦП с квантованной обратной связью представлена на рис. 8.7. В течение заданного времени преобразования интегриру­

ность эталонного тока противоположна полярности входного то­ ка, а /оп«2/Вхтах. Длительность импульсов эталонного тока опре­ деляется периодом тактовой частоты, а их необходимое количест­ во определяется из условия достижения выходным напряжением интегратора порога срабатывания UnopæQ компаратора А2. Ком­ паратор переключаетя, когда выходное напряжение интегратора достигнет Unop. При этом управляющее логическое устройство переключает 5/, и подключаемый ко входу интегратора ток /оп обеспечивает импульсное изменение заряда на конденсаторе. Вследствие этого происходит сброс выходного напряжения инте­

гратора на определенное значение, определяемое длительностью импульса /оп и его амплитудой. Затем вновь происходит интегри­ рование / Вх- Число Nx импульсов / оп, необходимое для достиже­ ния баланса заряда на конденсаторе в течение заданного времени преобразования, подсчитывается счетчиком, и его содержимое является результатом преобразования аналогового сигнала в код. Выходное напряжение интегратора представляет собой последо­ вательность пилообразных импульсов.

Выражение, описывающее работу такого АЦП, можно запи­ сать, как и для метода двухтактного интегрирования, из условия равенства зарядов, обеспечиваемых непрерывным током 1ВХ и им­ пульсами эталонного тока 1оа. При периоде U тактовых импуль­

оо

где Овх— среднее значение входного напряжения за время пре­ образования Ти. Число импульсов /оп, требуемое для балансиров­

частоты, одинаково воздействующие на заряд, обеспечиваемый током /вх за время NtTf и суммарный заряд, обусловленный им­ пульсами тока / оп. Фиксированное время преобразования делает удобным применение АЦП с квантованной обратной связью в си­ стемах сбора аналоговых сигналов с централизованным управле­ нием от ЭВМ.

Метод двухтактного интегрирования использован при постро­ ении БИС КР572ПВ2 (см. табл. П8.2). Этот АЦП допускает обработку входных сигналов, источник которых не связан по об­ щей шине с U„. При этом напряжение между выводами 1 и 32 должно быть в диапазоне 2,4... 3,2 В. При Uoïl= 0,1 В необходимо

Рис. 8.8. Упрощенная схема преобразователя напряжение— частота

подача на вывод 23 тактовых импульсов от внешнего генератора. Чтобы проконтролировать правильность работы АЦП, необходи­ мо выводы 37 и 38 объединить. При этом цифровые индикаторы должны показать число 1888. Практически АЦП не влияет на напряжение в контролируемой точке благодаря тому, что его входное сопротивление больше 30 МОм. Коэффициент ослабления синфазного напряжения достигает 100 мкВ/В, а погрешность преобразования около 0,01%. Для полного использования воз­ можностей АЦП необходимы низковольтные источники опорного напряжения 1 или 0,1 В со стабильностью лучше 0,01%. БИС КР572ПВ2 предназначена для работы непосредственно на семисегментиые цифро-знаковые индикаторы типа АЛС324Б, позволя­ ет строить миниатюрные прецизионные цифровые вольтметры. Рекомендуемые значения тактовой частоты 40; 50; 100; 200 кГц.

Кроме АЦП общего применения выпускаются специализиро­ ванные преобразователи аналоговых сигналов, к которым относят преобразователь напряжение —частота и частота — напряжение КРП08ПП1. Упрощенная структура БИС этого типа приведена на рис. 8.8. Входное напряжение преобразуется в пропорциональ­

С разряжен, т. е. £/<— 0. При размыкании S1 с помощью одновибратора конденсатор заряжается со скоростью /ВХ/С. По исте­ чение времени х = и опС/1ьх, когда напряжение С/с окажется рав­

до нуля. По срезу выходного импульса вновь размыкается S/, и описанный цикл работы повторяется. Чем больше £/вх и, следова­ тельно, /вх, тем меньше т и частота выходных импульсов одновибратора. В микросхеме КРП08ПП1 функцию преобразователя напряжение — ток выполняет интегратор на ОУ с переключаемым генератором постоянного тока на входе.

В табл. П8.2 показано, как с помощью КРП08ПП1 преобра­ зовать в частоту положительное и отрицательное напряжения и частоту в напряжение. Благодаря использованию на выходе тран­ зистора с открытым коллектором можно подключить к выходу преобразователя как ТТЛ-, так и КМОП-схемы. Частотный диа­

пазон определяется внешней /?С-цепью. Линейность преобразова­ ния, равная 0,01%, сохраняется до частоты 10 кГц. При частоте 0,1 МГц линейность падает до 0,05% и равна примерно 0,2% при частоте входного сигнала 0,5 МГц.

В преобразователях положительного и отрицательного напря­ жений в частоту на базе БИС КР1Ю8ПП1 диапазон входного сигнала определяется значениями RI, С1 и С2. Коэффициент передачи можно отрегулировать с помощью R3. Цепь резисторов R4, R5 используется для регулировки напряжения смещения. Со­ противление R2 выбирается так, чтобы протекающий через него ток и ток, отбираемый из нагрузки по цепи вывода 7, были в сум­ ме меньше 8 мА. Сопротивление R1 определяет ток заряда емко­

ние {)вх; Ас — относительный разброс емкости С1. Температурный дрейф R1 непосредственно влияет на точность преобразования и

Чтобы отрегулировать коэффициент передачи и напряжение сме­ щения нуля, необходимо произвести следующую процедуру. По­ дать на вход напряжение, при котором выходная частота должна

установить с помощью R3 на выходе fmax. Максимальная точность преобразования получается, если нестабильность не превышает 1%. Выводы питания необходимо шунтировать конденсаторами емкостью 0 , 1 мкФ.

При работе БИС КР1108ПП1 в режиме преобразователя час­ тота-напряжение потенциал вывода 10 равен 2,5 В. На вход подаются ТТЛ-сигналы. Преобразователь срабатывает по срезу импульсов. Приfиспользовании других логических сигналов необ­ ходимо следить за тем, чтобы при передаче среза импульса на­ пряжение на выводе 10 уменьшалось до 0,6 В. В этом режиме работы БИС КР1108ПП1 в выходном сигнале содержатся высо­ кочастотные гармоники, недопустимые во многих случаях. Ис­ пользование на выходе интегрирующих RC-цепей обычно не дает желаемых результатов и приводит к искажению выходного на­ пряжения при повышении его частоты. Подключив к выходу пре­ образователя фильтр, можно получить подавление высокочастот­ ных гармоник на 40 дБ без искажения выходного сигнала. Сте­ пень подавления помех зависит от согласованности параметров цепей на входах ОУ. Для получения максимального подавления введен подстроечный резистор Rni (см. табл. П8.2). Ошибки смещения - нуля ОУ устраняются регулировкой резистора Rn2.