книги / Применение аналоговых микросхем
..pdfпротивления Rx и Ry. Дифференциальное выходное напряжение на сопротивле нии Ra прямо пропорционально произведению входных напряжений Ux> Uy.
Передаточную функцию умножителя можно определить, анализируя соот ношения между напряжениями и токами в отдельных каскадах и основную ло гарифмическую зависимость между напряжением и током в биполярном тран зисторе ^ эб= Фт ^п (^к//ко), где /к — коллекторный ток транзистора; /ко — тепловой ток перехода коллектор — база.
При совпадении параметров парных транзисторов, что в наибольшей степе ни достигается в полупроводниковых микросхемах, можно получить выражение для выходного напряжения
£/»н*=2/МС/*1-С/х2) ( U n - U v 2 ) / ( h R x R Y ) ,
из которого следует, что коэффициент передачи умножителя K=2RO/(IXRXRY) прямо пропорционален сопротивлению Ro н обратно пропорционален регули рующим сопротивлениям Rx> Ry и току 1Х. Ток 1х, как правило, можно отрегу лировать с помощью внешнего резистора. Диапазон входных напряжений, нели нейность передаточнойхарактеристики и симметричность входов можно оптими зировать, используя добавочные резисторы, как описано в п. 6.1.5.
6.1.3. ИМПУЛЬСНЫЕ УМНОЖИТЕЛИ
Импульсные умножители (на основе импульсной модуляции) наиболее точ ные среди аналоговых умножителей. Их недостатком является сравнительно узкий частотный диапазон, т. е. пригодность для обработки только медленных квазистационарных сигналов. Импульсный умножитель с внешним генератором треугольных импульсов (ГИ) состоит из трех блоков (рис. 6.5): импульсно цифрового модулятора (ИЦМ) с входами аналоговых сигналов Uz, Uz и тре угольных импульсов £/т, импульсно-амплитудного модулятора (ИАМ) и фильтра
нижних частот (ФНЧ). Выходное напряжение ИЦМ |
£/ц изменяется в пределах |
|||||
± i/z, если |
\UT\<Uxt как |
показано на |
рис. 6.6. Из |
временных |
диаграмм сле |
|
дует, что |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Ux/Uz=2ï/T—1, |
|
|
|
где т — длительность положительных импульсов на |
выходе ИЦМ; Т — период |
|||||
модулированных импульсов. |
выходе ИАМ и л пропорциональна амплитуде регу |
|||||
Амплитуда импульсов на |
||||||
лирующего |
напряжения |
UYy |
поэтому |
напряжение |
на выходе |
ФНЧ |
= и у(2т/Т~г). С учетом выражения для |
Ux/Uz получаем |
|
U^UzVy/Uz.
При использовании описанного метода погрешность умножения от ±0,01 до
±0,1 %.
6.1.4. МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
Многофункциональные преобразователи представляют собой простые сравни тельно точные многоцелевые аналоговые преобразователи, позволяющие реали зовывать функции вида UBux=Ur(Uz/Ux)m, где UXt UYt Uz — входные напря жения; m — константа.
Для построения многофункциональных преобразователей используются опре деленные комбинации логарифмических и антилогарифмических усилителей, по казанных на рис. 6.7. Расчет выходного напряжения основан на известном со отношении
^эб = |
* |
используя которое для транзисторов VTX и VTZl получаем систему уравнений
О—С/1= ф т ln (IX/IKO)] Uв—£/i=qpT In (Iif Iко).
Если параметры транзисторов VTX, VTZ идентичны, то £/в=фтIn (Iz/h). Аналогично для транзисторов VTо, VTу справедливо соотношение
Uc= фт 1п (/о//у).
В случае объединения выводов А, В и С в схеме на рис. 6.7 т —1. Так как UB=Uc, то справедливо равенство /о//х—/<>//г, подставив в которое /о=
= и вЫх/Яо, I Y = U Y/ R Y и I X ^ U X / R X ; получим
RyRz '
При RX—RY=RZ—RQ
UBUX=UYU7/UX.
Если к выводам А, В и С подключить цепь, показанную на рис. 6.7 для случая т< 1, получим Uc=tnUBt где m =/?2/(^ i+ /? 2). С учетом приведенных выше со отношений h^lY{lz/Ix)mt следовательно, выходное напряжение преобразователя
т
( н л т U вык = UY\ Ux J
При R X= R Y = R Z—R O
UnUX=UY(Uz/Ux)m.
Ut________ |
и»ш=Щ/их |
|
|
.u,m=uzuY//0 |
|
wв |
25к |
иг |
25к |
||
|
ргр~ |
|
WB т |
у - |
|
|
|
|
И lu |
\о |
|
Рис. 6.8. Схема умножителя |
|
Рис. 6.9. Схема делителя |
|||
Если к выводам Л, В и С подключить цепь для случая т> 1 |
(рис. 6.7), то вы |
||||
ходное напряжение |
Vm -UylUx/Uz)", |
|
|||
где /?г=<Яз+Д4)/Я4. |
|
||||
|
|
|
|
||
На |
основе полученных |
соотношений |
строится универсальный многофункцио |
нальный преобразователь для однополярных сигналов, в котором при использо вании резисторов с допуском 0,2 % т—0,2 5. Многофункциональные преоб разователи применяются для умножения, деления, возведения в степень, извле чения корней, вычисления тригонометрических и экспоненциальных функций, длины вектора и т. д. В схеме многофункционального преобразователя необходимо предусмотреть защитные диоды, включенные в обратном направле нии параллельно переходам эмиттер — база всех транзисторов'.
На основе многофункционального преобразователя довольно просто по строить аналоговые умножители и делители сигналов. Чтобы получить одно квадрантный умножитель, необходимо включить многофункциональный преобра зователь, как в случае m= 1 (рис. 6.8). При этом 1/* = 10 В, а диапазон изме нения напряжений Uz и Uy от 10 мВ до 10 В. Для точной установки выходного напряжения применяется потенциометр.
Одноквадрантный делитель можно реализовать, включив многофункциональ ный преобразователь, как и в предыдущем случае, если установить UY= 10 В (рис. 6.9).
6.1.5.ПОЛУПРОВОДНИКОВЫ Е УМНОЖИТЕЛИ
Полупроводниковые умножители общего применения обычно являются регу лируемыми напряжением четырехквадрантными устройствами со схемами, ана логичными показанной на рис. 6.4. В них, как правило, предусматривается под ключение внешних резисторов к коллекторам умножающих транзисторов, а так же подстройка коэффициента передачи с помощью источника постоянного тока. В некоторыеумножители встраиваются стабилизаторы напряжения и выходные преобразователи. В табл. П6.1 приведены основные параметры наиболее распро страненных полупроводниковых умножителей.
На рис. 6.10 показана схема включения умножителя К525ПС1, выходное напряжение которого определяется соотношением U*ux=KUxUYt где =2R2/(hRxRY)- Потенциометром /?п можно точно установить оптимальное зна чение тока / з=1 мА. Сопротивление резисторов Rx, RYt RI определяются по формулам
Rx—Uxmax/Ixmax—36/^тах/2/з; Rï—^Ктах/7утах= ЗС/утах/2/з;
Rl= (Un*—13,7)/2- 10s.
Напряжение 13,7 В (см. выражение для Ri) необходимо установить на вы воде /, чтобы через резистор R1 протекал ток 1,2 мА. Потециометрами R4 и R3
можно отрегулировать несимметричность по входам Uх |
и Ur. |
При |
этом усло |
||
вии в диапазоне изменения напряжений Ux и Uy от |
—10 до |
-j-10 |
В |
можно |
|
уменьшить ошибку умножения до 0,5 %. |
|
|
|
|
|
Аналог умножителя К525ПС1 — умножитель МС1595, выпускаемый |
фирмой |
||||
Motorola Semiconductor. Он дополнен регулятором напряжения |
для |
оптималь- |
|||
Ry |
-у |
|
|
|
|
62к■ |
30н |
|
|
|
|
ной установки рабочих точек каскадов и выходным суммирующим усилителем и является основой умножителя MCI 595. Схема включения умножителя MCI594 с прямым выходом показана на рис. 6.11. Выражение для выходного напряже ния этого умножителя аналогично полученному для К525ПС1. Дополнительным
резистором RB сопротивлением 16 кОм можно точно установить |
ток /./2 = |
=0,5 мА, при котором коэффициент передачи /С=0,1. |
|
Балансные модуляторы являются простейшими умножителями, |
состоящими |
из двух взаимосвязанных дифференциальных усилителей, регулируемых диффе ренциальной парой транзисторов с внешним умножающим резистором Rx. Про стота схемы обеспечивает возможность обработки модулятором сигналов с ча стотой в десятки мегагерц. В табл. П6.1 приведены основные параметры баланс ных модуляторов К140МА1 и К526ПС1, выпускаемых в СССР.
|
6.2. ПРИМЕРЫ ПРИМЕНЕНИЯ |
|
Произвольная нелинейная передаточная функция Y=f(X) |
может быть |
реализована в аналоговой форме, как, например, на рис. 6.12, либо |
в цифровой |
на основе постоянных запоминающих устройств, цифро-аналоговых |
и аналого-цифровых преобразователей посредством изменения программ работы устройств на базе микропроцессоров. Благодаря постоянному снижению стоимо сти и широкому распространению цифровой техники, а также непрерывному по полнению библиотеки программ вторая форма реализации, по-видимому, в даль нейшем будет более перспективной несмотря на недостаточную гибкость и слож ность реализации.
Непрерывные функции аппроксимируются либо логарифмическими, экспо ненциальными и степенными зависимостями, либо отрезками прямых, реализуе мыми на основе диодных функциональных преобразователей. При первом спо собе аппроксимации требуется более высокий уровень математической подготов ки разработчиков и более сложный анализ погрешностей. В этом случае выход ной сигнал дифференциальный, а кривая ошибок достаточно гладкая. Второй способ больше подходит для быстрой эмпирической настройки функциональных преобразователей одной переменной. При этом кривая погрешности содержит ряд пиков, которые могут вызвать затруднение при последующем дифференци ровании или при включении функционального преобразователя в цепь ОС. Кроме
а) |
б) |
Рис. 6.12. Структурная (а) и принципиальная (б) схемы, реализующие нелиней ную функцию У=2,6Л’—l,69Jf2
того, реализация аппроксимированных таким способом функций двух или трех переменных связана со схемными ограничениями, вызванными большим числом кусочно-линейных элементов.
6.2.1. ДЕЛИТЕЛИ СИГНАЛОВ
Для деления двух аналоговых сигналов можно использовать универсальную схему умножителя-делителя (см. рис. 6.2), либо схему преобразования умножи теля в делитель сигналов. Для преобразования можно использовать метод, в со ответствии с которым умножитель включается в цепь отрицательной ОС ОУ в инвертирующем включении, как на рис. 6.13.
Считая ОУ и четырехквадрантный умножитель идеальными, получаем вы ходное напряжение умножителя
U,=£/ytWtf,
где К — коэффициент передачи умножителя. Если h ——/ч, то Uz/Rü^—UiRu Тогда
U*m ~ — KRiUz/R2Uy.
При Rl=lOR2 и К -0,Ш вы л= ~й2/1/г. Следовательно, напряжение UY не долж но. равняться нулю, поскольку выходное напряжение не может расти беспредель но (на практике UYm\n*&10 мВ).
Погрешность делителя сигналов определяется в основном погрешностью умножителя и напряжением смещения ОУ.
Допустим, что выходное напряжение умножителя
Ui=UrUhUX/K+Eomi
где Еош— суммарная ошибка умножителя. Если несимметричность входов п<? напряжению примененного ОУ равна Ucм, то, исходя из равенства токов Д = /2, имеем
(^1-С/см)//?1=(6'см-^)/;?2.
Решая совместно эти уравнения, получаем
Ubu ^ - K R i U z/R7V Ÿ^ K [ U ^ ( \ + R i / R ^ E omy u yi
где первое слагаемое представляет собой идеальный |
выходной сигнал делителя, |
|
а второе — результирующую |
ошибку делителя. Из-за этой ошибки в реальном |
|
делителе соотношение между |
входными сигналами |
ограничено: Uz/UY^ \0 . |
Рис. 6.13. Схема двухквадрант ного делителя сигналов
6.2.2. УСТРОЙСТВА ПРЕОБРАЗОВАНИЯ СПЕКТРА СИГНАЛОВ
На основе умножителей напряжений можно построить амплитудные и ба лансные модуляторы, фазовые детекторы, удвоители частоты и другие нелиней ные устройства.
Амплитудный модулятор. Сигнал несущей частоты определяется выражением
«о(0 = ^о COS (ùot,
где Uо — амплитуда, ©о— частота несущего сигнала.
Модулирующий низкочастотный сигнал можно представить в виде
Un(t)=Um cos (ùmt,
где Um— амплитуда, ©w — частота модулирующего сигнала, который является носителем информации. Как правило, выполняется неравенство CÛO> 2сот .
Умножитель функционирует как амплитудный модулятор, если на вход X подать модулирующий сигнал, а на вход У — сигнал несущей частоты (рис. 6.14). При отсутствии сигнала на входе У выходное напряжение умно жителя
Um(t) =UBaK-\-UmC0S С|)т*=1/вых(1-И0 COS ©нА
где С/вых — постоянная составляющая выходного сигнала; tn=Um/UBux — глуби на модуляции,
При воздействии сигнала несущей частоты выходное напряжение
«вьтх(0 = u,n(t)ua(t) = £/„ых(1 +rn)cos (ùju0cos ®оt —
= U0cos rnmt -f- cos(m„ — Cûm)< + mU*blx cos((ù0+ mm)
Вид этого сигнала показан на рис. 6.14,6. Спектр сигнала состоит из трех составляющих: на несущей частоте ©о и на двух боковых ©о±©ш, симмет рично расположенных относительно несущей.
Недостатком амплитудного модулятора является большая потеря мощности в спектре рабочих частот, причем наибольшая мощность теряется на частоте несущего сигнала, который не содержит никакой информации, а мощности сиг-
Рис. 6.14. Схема амплитудного модулятора на умножителе (а) и его выходной сигнал (б)
«h»W |
|
налов |
боковых |
частот вдвое |
меньше |
||
|
мощности сигнала несущей частоты при |
||||||
|
|
||||||
|
|
максимальной глубине модуляции m = 1. |
|||||
|
|
По этой причине более выгодно исполь |
|||||
|
|
зовать балансный модулятор с переда |
|||||
|
|
чей без несущей частоты. |
|
|
|||
|
|
В качестве |
балансного модулятора |
||||
|
|
можно |
использовать |
аналоговый |
умно |
||
Рис. 6.15. Выходной сигнал баланс- |
житель, |
аналогичный |
приведенному |
на |
|||
ного модулятора |
|
рис. 6.14,а. Если на вход X подать сиг |
|||||
|
|
нал несущей частоты |
Uo(t) = H/oSÎri ©о*> |
||||
а на вход У — синусоидальный |
низкочастотный сигнал |
Un (t) = Um sin©mf. |
то |
||||
на выходе умножителя получим сигнал |
|
|
|
|
|
|
|
Ивых(0 — tfo s*n Ю т s*n |
’ V*Vm[COS( QO — cùm)t — cos (<û0 + û>m)*J. |
|
Так как в выходном сигнале балансного модулятора нет постоянной составляю щей, то его называют модулятором с подавленной несущей. Вид такого сигнала показан на рис. 6.15.
Удвоители частоты. Известные схемы удвоителей частоты, в которых исполь зуется нелинейность вольт-амперной характеристики диода, отличаются малой амплитудой выходного сигнала и наличием составляющих основной частоты с высокими коэффициентами умножения, которые нужно отфильтровывать. Эти недостатки устраняются в удвоителе частоты на аналоговом умножителе (рис. 6.16). Если на объединенные входы умножителя подать синусоидальный сигнал На*(t) = U0sin©t, на выходе умножителя получим иВых(0=K u2BX(t) = =KUо2sin2©/. Если /С=2, то ивых(*) = 1—t/02cos2©J. Постоянную составляющую выходного сигнала можно устранить, включив на выходе умножителя конденса тор или трансформатор.
Фазовый детектор. Фазовый сдвиг ф двух периодических сигналов выде ляется фазовым детектором, который может быть реализован на основе умно жителя (рис. 6.17). Если входные сигналы умножителя равны
«1 (0 = Ui cos (ùt; ui (0 = U2cos (©f-fф),
то выходной сигнал можно представить в виде
uz(t) = u x(t)uz(t) = U 1cos(ütU2cos(<üt + <?) = “”~[cos< p -f-cos(2arf+ ¥ )]. |
|||
|
 |
|
|
U, f t ) |
X |
|
|
|
ФНЧ |
||
U j f t ) |
Y |
||
и, ft) |
|||
|
Рис. 6.16. Схема удвоителя частоты |
Рис. 6.17. Схема фазового детектора |
на умножителе |
|
С помощью ФНЧ, подключенного к выходу умножителя, можно отфильтровать сигнал частотой 2а. Тогда на выходе ФНЧ получим постоянный сигнал £ 0=» —U\U2cos ф/2. Значение этого сигнала определяется фазовым сдвигом между входными сигналами <p=arccos(2£ 0/i/iC/2).
6.2.3.ВЫЧИСЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
Впередающей измерительной и регулирующей аппаратуре часто использу ются устройства, выполняющие нелинейные операции над аналоговыми сигна* лами: компрессоры, экспандеры, ограничители, регуляторы уровня, схемы выде ления среднеквадратических значений сигналов и т. д.
Среднеквадратическое значение определяется по формуле
«ь»(О = у Y J K x(0JJ dt,
т. e. для его вычисления необходимо последовательно выполнить следующие математические операции: возведение в квадрат входного сигнала, усреднение полученного значения на протяжении периода Т посредством интегрирования в извлечение квадратного корня.
Это метод прямого вычисления среднекв.адратического значения, который реализуется по схеме на рис. 6.18. В схеме последовательно включены устрой ство возведения в квадрат на умножителе У1, интегратор на усилителе Al и схема выделения квадратного корня на умножителе У2 и усилителе А2. Ее недостатком является сложность и ограниченный динамический диапазон, д<ь стоинством — высокая точность.
На основе аналогового умножителя можно получить усилитель с регу лируемым усилением, если на один его вход подать регулируемый сигнал, а на другой — регулирующее напряжение. В некоторых типах низкочастотных устройств, где требуется большой диапазон регулирования усиления, малые зна чения напряжения смещения и нелинейных искажений можно применить специ альную схему регулируемого напряжением усилителя на ОУ (рис. 6.19). Эта схема построена на основе логарифмического и антилогарифмического инверти рующих усилителей. Усилитель А1 работает в режиме логарифмического уси лителя с сопротивлением обратной связи R l\ которое зависит от режима рабо-
К2
ты двух параллельно включенных транзисторов VTJ и VT2. Ко входу усилителя А2 с сопротивлением обратной связи R2 параллельно подключены транзисторы VT3 и VT4, действующее сопрогивление которых равно R2'. Усилитель А2 работает в режиме антилогарифмического усилителя. Сопротивления R1' и R2* определяются значениями регулирующих напряжений 1)Р1 и UP2, т. е. напряже ниями эмиттер— база и эБ соответствующих транзисторов, которые задаются регулирующим напряжением UP и сопротивлениями резисторов делителей на пряжений R3R4 и R6R7 в цепи ОС усилителя A3. Передаточную функцию схе мы можно записать в виде
K u(U P) = (R i'/R2/)R2/Ri.
Коэффициент регулирования Ri'/R S^exp (—£/Р/2фт), если коллекторные токи транзисторов VT1 и VT2 равны.
На рис. 6.2Ô приведена более простая схема двухполярного регулируемого напряжением усилителя с передаточной функцией
Ku(UP) = [2 exp (-С /Р/2фт) -1 ]х .
При изменении Up от 0 до 0,6 В Ки{^?) изменяется от —х до х.
Рис. 6.20. Схема логарифмического регулятора напряжения