книги / Применение аналоговых микросхем

кг

Резистор в цепи обратной связи разделен на две части, и меж­ ду ними включен регулирующий резистор с сопротивлением zR.

основной недостаток простейшего дифференциального усилителя, приведенного на рис. 2.12, а введенная цепь регулировки усиления дополнительно ухудшает КоссБолее того, при регулировке изме­ няются и становятся различными входные сопротивления диффе­ ренциального усилителя по инвертирующему и неинвертирующе­ му входам. Кроме того, по постоянному току инвертирующий и неинвертирующий входы не являются тождественными, так как неинвертирующий вход гальванически соединен с общей шиной схемы, а инвертирующий вход — через входной резистор с вирту­ альной точкой нуля ОУ.

Указанные недостатки можно устранить посредством парал­ лельного соединения двух простейших дифференциальных усили­ телей, соединив неинвертирующий вход одного с инвертирующим входом другого. Однако это дополнительно ухудшает коэффици­ ент ослабления синфазных сигналов.

Частично решить эту проблему позволяет схема дифференци­ ального усилителя на рис. 2.25, построенного на двух ОУ в инвер­ тирующем включении. Выходное напряжение дифференциального усилителя UBbïx= ( U 3x2—U^i)R2/Ri. Преимуществом схемы явля­ ется то, что сопротивления по обоим входам одинаковы и равны Ru Оба входных резистора R1 подключены к точкам виртуально­ го нуля Al и А2.

Если необходимо обеспечить большое входное сопротивление по обоим входам, можно применить дифференциальный усили­ тель, показанный на рис. 2.26. В этой схеме выходное напряжение Al равно UQUXl= UBXi(l+ x )/х. Выходное напряжение А2 при t/BX2 = 0 равно U'bbIx2 = —xUQblxi = — (l+x)Ubxl. Выходное напря-

В измерительной технике часто возникает необходимость пре­ образовать несимметричную линию передачи сигнала в симмет­ ричную, что можно реализовать с помощью симметрирующего трансформатора или соответствующего электронного прибора.

На рис. 2.28 приведена принципиальная схема усилителя, ко­ торый из несимметричного входного напряжения UBх образует два выходных напряжения [/Dbixi, ^вых2, сдвинутых относительно друг друга по фазе на 180°, так что выходное симметричное на­ пряжение £/выХ= 2£/Вх. На этом принципе можно построить эле­

несимметричным входом и симметричным выходом, выходное на­ пряжение которого не изменится при коротком замыкании любого из двух выходов с общей шиной. Это свойство усилителя реали­ зуется благодаря использованию перекрестных обратных связей через резисторы R2 и R6 с выхода одного ОУ на вход другого.

Коэффициенты передачи по напряжению со входа на оба вы­ хода в режиме холостого хода и при коротком замыкании одного

—Rb= R Q= R и R2= R z= R 6= R 7=m R, то коэффициенты переда­ чи будут следующими; Ku\ = Ku2= m — U Ки\ — т = — Кич-

у25 YiYi(Ya+Ут)+ Л(W T+We)

На практике чаще всего используются два варианта усилите­ лей, построенных на основе схемы на рис. 2.30. В первом вариан­ те A3-*-оо, У5= 0 , У1= У4, У2= У 3, У6= У 7 и достигается большой коэффициент ослабления синфазных сигналов. Во втором вариан­ те, который отличается от первого только тем, что /43=0, коэф­ фициент ослабления синфазных сигналов определяется отноше­ нием коэффициента усиления дифференциального напряжения к коэффициенту передачи синфазного сигнала и К 'и= К "и= 1.

Важным преимуществом этой схемы является то, что выход­ ной сигнал не изменится при коротком замыкании любого из вы­ ходов на общую шину.

2.3.3.УСИЛИТЕЛИ С РЕГУЛИРУЕМЫМ УСИЛЕНИЕМ

Визмерительной технике и аппаратуре систем автоматики часто необходимо иметь возможность изменять коэффициент уси­ ления усилителя. В приведенных выше схемах можно регулиро­ вать усиление посредством переменного резистора, включаемого в одну из цепей.

Рис. 2.31. Схема усилителя с расширенным диапазоном регулирования усиления

Рис. 2.32. Схема электронного регулятора усиления

Ниже рассмотрены три способа регулирования коэффициента усиления, основанные не только на использовании переменных резисторов, но и на введении внешнего аналогового или цифрово­ го управляющего сигнала.

На рис. 2.31 приведена схема усилителя с широким диапазо­ ном регулировки коэффициента усиления. На базе А1 построен универсальный усилитель, у которого часть регулирующего рези­ стора kR включена в цепь обратной связи. На базе А2 построен инвертирующий усилитель, у которого переменным является со­ противление источника сигнала, т. е. (1—k)R. В этой схеме со­ противления резисторов выбираются из условий R^$>Ro, Ri^iRo, Ri^.R . Коэффициент усиления всей схемы определяется соотно­

шением К и= —R(kR+R0+Ri) А{/?оХ[(1+й)Л+#о]Ь гДе *=<>,...

.... 1; при /г=0 получаем Kumin= CRi/#o+‘l)/(tfo /£ + l). Если необходимо получить /Cc/min=l, то следует выбрать сопротивле­ ние резистора R1 из равенства R{= R 2Q/R. При k = \ имеем мак­ симальное усиление входного сигнала, поскольку |Кашах| = 1 + +R{1+R/RQ) IRQ- В реальном усилителе, построенном по схеме на рис. 2.31, регулировка усиления осуществляется в диапазоне до 60 дБ.

На рис. 2.32 приведена схема, в которой регулировка усиления осуществляется внешним источником напряжения. Резисторы R2 и R3 с переменными сопротивлениями могут быть реализованы на базе полевых транзисторов. Инвертор на базе А2 обеспечивает

В зависимости от того, какой из транзисторов открыт, такой коэффициент передачи имеет схема. Например, если открыт толь­ ко транзистор VT7, то коэффициент передачи в 2~7 раз меньше, чем когда открыт только транзистор VT1. Обычно такой экспан­ дер управляется компараторами напряжения, пороговые напря­ жения которых равны U0n-2_1, t/0n-2“2,..., {У0п-2-7. Входы ком­ параторов объединены и подключены к £/вх на рис. 2.33. Тогда при малых значениях £/вх компаратор с минимальным опорным напряжением U0п-2“7 открывает транзистор VT1 и обеспечивает­ ся максимальный коэффициент передачи. Если t/BX большое, то открываются все транзисторы, и коэффициент передачи мини­ мален.

2.3.4.РЕАЛИЗАЦИЯ РЕАКТИВНОСТЕЙ! НА ОУ

Всовременной электронной аппаратуре часто возникает необ­ ходимость замены громоздких катушек индуктивности малогаба­ ритными изделиями. При небольших значениях индуктивности

катушки ее можно заменить схемой на ОУ, называемой гирато-

h

Рис. 2.35. Применение гиратора для моделирования индуктивности (а) и параллельного резонансного конту­ ра (б)

ром (рис. 2.34). Показанная схема гиратора построена на двух ОУ, обеспечивающих по­ лучение на выходе характери­ стики отрицательного сопро­ тивления. Полное входное со­ противление гиратора 2ВХ=

Рис, 2,37. Схема корректора со встроенным полосовым фильтром

На рис. 2.37 приведена схема корректора, в котором на месте частотно-зависимого контура использован элемент с передаточной функцией F(p). В качестве такого элемента можно использовать неинвертирующий полосовой фильтр второго порядка. Функции F{p) можно реализовать также на базе последовательного коле­

бательного контура.

Передаточная функция всей схемы определяется выражением

K(p) = l+KF(p), в котором K = R 2RI[RiR2+(Ri+'R2)Rb], F(p) = = Pbi/ (p2+ p a i+ a 0) . Сделав соответствующее преобразование, получим выражение для /С(р), которое можно привести к приня­ тому в литературе виду

2.3.6. АКТИВНЫЕ РС-ФИЛЬТРЫ

По сравнению с другими типами фильтров активные ЯС-филь- тры обладают рядом преимуществ, основными из которых явля­ ются: реализуемость в виде полупроводниковой микросхемы; про­ стота проектирования; допустимость покаскадного включения; возможность реализации комплексно-сопряженных полюсов в ле­ вой половине комплексной плоскости и др.

К недостаткам активных /?С-фильтров можно отнести их низ­ кую стабильность, большую чувствительность параметров переда­ точной функции к изменениям параметров пассивных элементов. Решение задачи проектирования активного /?С-фильтра обычно