книги / Применение аналоговых микросхем
..pdfРис. 1.30. |
Схема дифференциального |
Рис. 1.31. Схема дифференциального |
усилителя |
на биполярных транзи- |
усилителя с генератором постоянного |
|
сторах |
тока |
разброс параметров плечей схемы незначителен (благодаря ма лому расстоянию между элементами на подложке), сопротивле ния резисторов Яэ выбираются небольшими, а часто и пулевыми. В таком случае дифференциальное усиление каскада может быть на порядок выше, чем простейшего усилителя с резистором Яэ в цепи эмиттера.
При малых значениях сопротивлений генераторов Яг и малых значениях токов транзисторов (меньше 1 мА) и при Яэ=0 коэф фициент усиления дифференциального каскада Ки д= —Агш Як/^э- Например, если А21Б =0,99, г*=50 Ом и Як= 1 0 кОм, то Ки д= = 0,99-104/5 0 = 196.
Если подать на оба входа идеального дифференциального уси лителя, у которого Яс-^°°, одинаковые входные напряжения (входы соединены), выходное дифференциальное напряжение не изменится. Аналогично этому не оказывают влияния на t/выхд и одинаковые изменения в обоих плечах схемы, вызванные, напри мер, изменениями температуры. Это одно из главных преиму ществ дифференциального усилителя. У реального усилителя со противление Яс конечно и усиление синфазного сигнала опреде ляется соотношением
Кис = ишх с/£/вх с — — Л21б/?к/2Яс.
Поскольку обычно Як/Яс< 1 , то Кио<1 и обратно пропорциональ но сопротивлению Яс. Поэтому, когда требуется большое значе ние коэффициента подавления синфазного сигнала (минимум
Кис), то увеличения Rc достигаем |
путем |
применения |
генератора |
|
постоянного тока |
(рис. 1.31). Для |
коллекторного тока |
транзисто |
|
ра VT3 справедливо соотношение |
|
|
|
|
/ |
Л и |
- |
t / J . |
|
Выходное сопротивление генератора постоянного тока определя
ется соотношением |
Яс=Явыхз»/'к(Яэз+Яб /Лг1э)/ /?эз+#б, |
в |
|
котором RÔ= R IIR2', |
1?эз=гэ+ ^ т; гк— сопротивление |
коллектора |
|
VT3. Выходное сопротивление транзистора VT3 может достигать |
|||
значений порядка 107 Ом. |
сигнала |
по |
|
Для определения |
степени ослабления синфазного |
||
отношению к дифференциальному сигналу используют так назы
ваемый коэффициент |
ослабления синфазных сигналов Косс= |
= R Jà(R 3-\-r3), где |
б=ДА 2ш/^21б +А 1?к/^к — коэффициент не- |
симметрии плеч дифференциального усилителя. При необходимо сти в этот коэффициент включают также разброс параметров других элементов. Полупроводниковые дифференциальные усили тели обладают минимальным разбросом параметров элементов и вследствие этого наибольшими значениями коэффициента ослаб ления синфазных сигналов по сравнению с дифференциальными усилителями на дискретных элементах.
У дифференциального усилителя различны значения входного сопротивления для дифференциальной и синфазной составляю щих входного сигнала. Входное сопротивление для дифференци
ального сигнала определяется соотношением/?вх д= 2 [(Л21э -{-1)(/?э+ + г э)+Гб], из которого видно, что входное сопротивление в этом
случае в 2 раза больше, чем у простого каскада. Например для
А21э = |
W0, |
гэ= 2 5 Ом, /?э= 100 Ом и Гб=150 Ом получим /?вхд= |
|||||||
= 2 4 |
кОм. При этом следует учитывать, что сопротивление эмит |
||||||||
тера гэ при |
уменьшении тока увеличивается. Поэтому для дости |
||||||||
|
|
жения |
большого |
входного сопротив |
|||||
|
|
ления |
используют |
составные |
транзи |
||||
|
|
сторы |
(рис. |
1.28), |
у |
которых при |
|||
|
|
/э = 0 ,1 |
мА, |
|
й21Б |
=2000, |
гэ= |
||
|
|
=3000 |
Ом, |
1?э= 200 |
Ом достигается |
||||
|
|
#вхд= 2 МОм. |
|
сигналов |
играет |
||||
|
|
Для |
синфазных |
||||||
|
|
главную роль прежде всего сопротив |
|||||||
|
|
ление Rc, |
поскольку |
входное |
сопро |
||||
|
|
тивление |
в |
этом |
случае |
Явх |
|||
æRc(h2 i 3 + 1 ). Так как обычно Rc~> (R3-\-r3) , то входное сопротивление
Рис. |
1.32. |
Схема |
дифферен |
для синфазных сигналов обычно го |
|
раздо |
больше, чем входное сопротив |
||||
циального |
усилителя |
на поле |
ление |
для дифференциальных сигна |
|
вых |
транзисторах с активной |
||||
|
|
нагрузкой |
|
лов. |
|
На рис. 1.32 показана схема дифференциального усилителя, использующего транзисторы в качестве активной нагрузки. Диф ференциальный сигнал делится пополам между цепями затвора и истока транзисторов VT1 и VT3 и коэффициент усиления по на пряжению определяется аналогично простейшему усилителю с общим истоком /(с/д=—Sj/5г. Коэффициент усиления по напря
жению синфазных |
сигналов |
определяется |
соотношением |
|||
Кис= Кид/(2SiRc-{-l). |
Величина Кис, |
как правило, |
на порядок |
|||
ниже, чем К и п , и обычно меньше |
1. |
Коэффициент |
ослабления |
|||
синфазных |
сигналов |
определяется |
соотношением |
К о с с = (2S[RC+ |
||
+ l)/2f>. В |
этом случае б = Д Кил/Кил> где АКил — разница между |
|||||
коэффициентами усиления дифференциальных сигналов в плечах каскада. Из выражения для К осс видно, что повышения коэффи циента ослабления синфазных сигналов молено достичь за счет увеличения крутизны Si = S3 транзисторов VT1, VT3 и сопротив ления Rc. На практике достихеимые значения коэффициента ос лабления синфазных сигналов такого каскада ниже, чем при при менении биполярных транзисторов. Так, при крутизне преобразо
вания Si = l |
мА/В, |
jRc= 100 кОм, |
6=0,04 получим /Сосс»2500 |
||||
(около 70 дБ). |
|
|
|
дифференциального синфазного |
|||
Входное |
сопротивление для |
||||||
сигнала каскада |
на |
полевых |
транзисторах |
достигает 1012 |
Ом. |
||
Следовательно, |
входные токи |
невелики и их |
изменениями, |
как |
|||
правило, можно пренебречь. Различия между параметрами плеч определены прежде всего разбросами пороговых напряжений и крутизны транзисторов, которые связаны в основном с чистотой поверхности кристалла, влияющей на его поверхностную прово димость.
1.4.3. СПЕЦИАЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
На рис. 1.33 показана принципиальная схема эмиттерного по вторителя напряжения. Его основные свойства: коэффициент пе редачи по напряжению около 1, большое входное и низкое выход ное сопротивления. Эмиттериый повторитель напряжения можно считать источником напряжения, где выходной сигнал снимается с эмиттерного сопротивления, которое вместе с сопротивлением нагрузки Rn представляет общую нагрузку каскада. Коэффициент передачи напряжения в каскаде
|
К и = |
R l[( 1 — /*21б) |
~Ь «г]. |
|
где |
R=RsRn/(Кэ+Ян)• |
Например |
для Rr= 0, R = 5 кОм, |
гэ= |
= 2 5 |
Ом, гб=150 Ом и /*213=100 и |
получим К и = 0,995. |
При |
|
/?г= 2 кОм Ки уменьшится до 0,991. |
Эмиттериый повторитель не |
|||
инвертирует фазу входного напряжения на выходе, а лишь уси ливает изменения выходного тока согласно соотношению /э =
33
Рис. 1.33. Схема эмиттерного |
Рис. 1.34. |
Схема |
инвертора |
с |
повторителя напряжения |
распределенной |
нагрузкой |
|
|
=(^213+1) /б, в котором А21э^ |
1. В соответствии |
с этим соотношением |
||
усиливается и мощность. |
|
|
|
|
Входное сопротивление эмиттерного повторителя определяет ся соотношением
ЯвХ = (^213 + 1) (R + гэ) + гб т (Л21Э + 1) R
и, следовательно, пропорционально сопротивлениям R3 и RH. Со противление R3 можно увеличить за счет повышения напряжения питания, но использование этой возможности ограничено. Более выгодно применять вместо одного транзистора составной, вклю ченный по схеме Дарлингтона. Известно, что в этой схеме коэф фициент усиления по току гораздо больше, чем у одного транзис тора, и, следовательно, во столько же раз выше входное сопро тивление. Входное сопротивление ограничено сопротивлением коллекторного перехода транзистора гк, которое параллельно RBx
и достигает у обычных транзисторов при / э = 1 |
мА значения 2 ... |
||
... 3 МОм, возрастая со снижением |
/э- |
|
|
Выходное сопротивление эмиттерного повторителя ЯВЬ1Х= |
|||
= г э+ ЯГ/(Л21э + 1). |
Как видно, RBт зависит |
от сопротивления |
|
генератора сигнала. |
Когда вторым |
слагаемым можно пренебречь |
|
(при малых Rr или в схеме Дарлингтона), то /?вых«гэ.
Из проведенных выше расчетов следует, что соотношение меж ду входным и выходным сопротивлениями у эмиттерного повтори теля гораздо больше, чем при включении транзистора по схеме с общим эмиттером, и может достичь максимального значения, рав ного гк/гэ. Последнее выражение может быть равно 50 000. По этому эмиттерный повторитель напряжения иногда называют трансформатором сопротивления. Эмиттерный повторитель в ка честве источника сигнала с низким выходным (внутренним) со противлением используется успешно в каскадах управления низ коомной нагрузкой, дифференциальных усилителях и линиях пе-
редач. Благодаря его малому выходному сопротивлению можно улучшить частотные характеристики усилителей на высоких час тотах.
Другой тип специального каскада — инвертор с распределен ной нагрузкой, схема которого приведена на рис. 1.34. Использу ется инвертор для управления двухтактным каскадом на тран зисторах одной проводимости. Необходимо, чтобы каскад формит ровал одинаковые сигналы, взаимно смещенные на 180°.
Параметры |
такого |
каскада определяются |
следующими выраже |
||
ниями, справедливыми для области высоких частот. |
|||||
Входное |
сопротивление |
/?вх = А21э = RuэО + Аиэ + RHэ А22э)/[1 4- |
|||
+ Й22э(^нэ + Янк)]* |
Коэффициент усиления по напряжению на выходе |
||||
£/,' Киш = |
U2rIUm = |
— (/?„jR ttэ) (1—Апэ +.Я„ J R J . Коэффициент уси |
|||
ления по |
напряжению на |
выходе U2 Киэ = |
= 1— Ацэ//?вх< |
||
< 1. В этих выражениях /?и к = RHl 1RKи RH3= R„2II R3t a ЛцЭ, Аггэ—
/i-параметры |
транзистора. Необходимо |
учитывать, |
что |
каскад |
имеет разные |
выходные сопротивления |
по выходам |
U2 и |
[/'2. |
Следующим специальным каскадом |
является инвертор |
с глу |
||
бокой обратной связью (рис. 1.35) на основе дифференциального каскада, в котором база транзистора VT2 по переменному току заземлена. Соотношения для диапазона высоких частот определя ются аналогично инвертору с распределенной нагрузкой, посколь ку действием VT2 можно пренебречь.
В каскадах усилителей с непосредственными связями, часто применяемых в АИС, через каскады передается не только пере менная, но и постоянная составляющая сигнала. Постоянная со ставляющая может быть нежелательна для управления выход ным каскадом усилителей. Для изменения ее значения использу ются каскады преобразования уровня постоянного напряжения без существенных изменений переменной составляющей сигнала. Одна из таких схем будет показана ниже; она обеспечивает фор-
|
|
мирование |
и |
поднастройку |
рабочей |
|||||
|
|
точки |
оконечного |
каскада. |
Простая |
|||||
|
|
же схема (рис. 1.36) основывается на |
||||||||
|
|
эмиттерном |
повторителе. В |
классиче |
||||||
|
|
ском эмиттерном |
повторителе уровень |
|||||||
|
|
выходного |
постоянного |
напряжения |
||||||
|
|
ниже |
|
потенциала |
базы |
на |
величину |
|||
|
|
t/эв |
и коэффициент передачи |
K u ^ l , |
||||||
|
|
Задачу |
преобразования |
уровня сиг |
||||||
|
|
нала может выполнять также схема |
||||||||
Рис. 1.36. Схема |
преобразова |
Дарлингтона, в которой выходное по |
||||||||
теля уровня |
напряжения |
стоянное напряжение на |
2С/эб |
ниже, |
||||||
|
|
чем |
входное. |
Разницу |
между |
вход |
||||
ными выходным постоянными напряжениями можно увеличить, включив в цепь эмиттера несколько диодов.
Если необходимо снизить уровень выходного постоянного на пряжения по сравнению с входным на определенное значение, не являющееся кратным падению напряжения на переходе база — эмиттер, то можно использовать схему на рис. 1.36. Имеется воз можность включить в эту схему последовательно соединенные п диодов. В таком случае для выходного напряжения справедли во соотношение U2=Ui-\-(n+l) Um-\-RJf
Варьированием величин п, /0, Ro можно достичь любого зна
чения напряжения AU =U I—U2. Например, при AU=2,5 |
В, |
|
Uбэ = 0 ,7 В |
и п = 2 получим (я+1)£ /+= (2+1)0,7=2,1 В. Сле |
|
довательно, |
IoRo должно быть равно 0,4 В и тогда при / 0= 1 |
мА |
получим #о=400 Ом.
Коэффициент передачи переменной составляющей сигнала бу дет зависеть от сопротивления R. При R-*~оо коэффициент пере
дачи К и= \ |
и не зависит от параметров элементов, включенных |
в цепи базы |
и эмиттера транзистора. При конечном значении |
сопротивления RBЫх коэффициент передачи определяется как для обычного эмиттерного повторителя, в котором сопротивление R9
заменено сопротивлением |
/?„ых» |
а сопротивление гъ— сопротивле |
||
нием (я+ 1)га-Н^о- Тогда |
нетрудно получить следующее выраже |
|||
ние: Ku=R/[R+(n-\-\)r3+ R o+ (l—а) (гб+Лг)], |
в |
котором R = |
||
= # BHIII#H. Поскольку обычно |
сопротивление |
Rвых |
значительно |
|
больше, чем сопротивления других резисторов, то Ки близко к 1.
1.4.4. КАСКАДЫ ОКОНЕЧНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ
Задача оконечных усилителей мощности — обеспечить в сопро тивлении нагрузки требуемую мощность. Потому они работают при относительно больших значениях напряжения и тока. Их ос-
36
новным параметром является усиление по мощности, и поэтому усиление по напряжению второстепенно. По отношению к мощно сти, которую они должны обеспечить, на первый план у них вы ступают КПД и коэффициент нелинейных гармонических иска жений.
Отношение между подводимой и выходной мощностями опре деляет КПД каскада. Разница между ними представляет собой рассеиваемую мощность, которая преобразуется в тепло на актив ных и пассивных элементах каскада. С учетом того, что у мик росхем величина возможного рассеиваемого тепла ограничена размерами кристалла, первостепенными задачами построения схемы являются эффективное использование подводимой мощно сти и достижение высокого КПД.
Достижение высокого КПД каскада взаимосвязано с большим диапазоном изменений выходного напряжения и тока оконечных транзисторов. На границах этого диапазона достигаются значе ния статических режимов работы каскадов, определяемых напря жением и током смещения, т. е. достигается граница линейной работы, вследствие чего возникают нелинейные искажения. Ве личину нелинейных искажений оценивают с помощью коэффици ента гармоник, определенного соотношением эффективного зна чения напряжения (или тока) гармоник сигнала и значения его основной составляющей (первой гармоники):
кп= (yus + u3*+ ... + un*)/uL= (у7,*+
где Ui, U— амплитуды гармоник напряжения или тока. В зави симости от режима работы оконечные каскады работают в режи ме класса А, АВ и ЛЧВ.
Для оконечного каскада, работающего в режиме А, рабочую точку выбирают в середине линейной части вольт-амперной ха
рактеристики (рис. 1.37,6) таким образом, |
чтобы |
напряжение |
|
t/кэ = ^/р |
в состоянии покоя было равно |
половине |
напряжения |
питания (рис. 1.37,а). Для достижения максимальной мощности рабочая точка находится непосредственно под кривой максималь ной рассеиваемой мощности на коллекторе. В этом случае долж ны быть справедливы следующие соотношения:
£7р •— (С/к шах 4" £^КЭ min)/2; |
/ р = / К?тах/2. |
Поскольку максимальная мощность |
полезного сигнала Ртэх» |
æ£/p/p/2, а максимальная подводимая мощность |
|
Р max == ^КЭгпах^р |
2£/р/р, |
ТО КПД (%) равен Tlmax^ Ртах •100//Эптах= ^р^р* 100/ (41/р/р) = =25.
Рис. 1.37. Выбор рабочей точки усилителя мощности |
в режиме А: |
а — по выходным характеристикам; б — по передаточной характеристике |
|
При использовании трансформаторной связи |
UHOM= U P полу |
чим rjmax=50%. В случае полупроводниковой ИС нельзя по из вестным причинам реализовать трансформатор внутри ИС. Поскольку в режиме А выходной сигнал в течение всего периода повторяет входной сигнал, коэффициент нелинейных искажений составляет всего несколько процентов, что для передачи звука вполне достаточно. Для аппаратуры высококачественного вос произведения звука значительно меньшие значения коэффициента нелинейных искажений (0,1%) достигаются использованием отри цательных обратных связей.
На рис. 1.38 приведена принципиальная схема двухтактного каскада, работающего в режиме А с непосредственной связью с инвертором. В этой схеме оконечные транзисторы работают не зависимо друг от друга и управляются от инвертора, формирую щего противоположные по фазе сигналы. Схема имеет следую щие основные параметры: рассеиваемая одним транзистором мощность Рк=160 мВт, напряжение источника питания Un= = 12 В. Для определения рабочего режима и параметров отдель ных элементов можно воспользоваться следующими отношениями. Ток покоя выходного каскада /к о = 2 Р к/(^ п —2(7кэвых).
Максимальная амплитуда выходного напряжения и вшты =U J2—
— С/кэmin, |
где |
Uкэmin — минимальное падение |
напряжения |
на тран |
|
зисторе |
VT2 |
или VT3. |
Сопротивление |
нагрузки |
Р Нтш = |
= ^вых шах/^Ктах* ВЫ ХОДНЗЯ |
МОЩНОСТЬ Рвых=== ^вых тах^К тах/2. |
||||
Рис. 1.38. Схема двухтактного око- |
Рис. 1.39. Схема |
двухтактного |
око* |
печного каскада, работающего в ре- |
нечного каскада, |
работающего |
в ре |
жиме А |
жиме В |
|
|
Положение рабочей точки по постоянному току определяется соотношениями
/Б2тах = ^ЕЗтах = Лстах/ЛгЮ*, / Kl = (2 ... 5) /адтах’» ^Б1 =
R* = ^ Э Б 2/^ Э 1; R* = ( 1 /п — 2 { / э Б 2 ) / 2 / к 1; = U j(R i + Я 2) .
Для однотактного каскада, работающего в режиме В, рабочая точка покоя подбирается на вольт-амперной характеристике так, чтобы ток покоя транзисторов был равен нулю. Очевидно, что в этом случае усиливаются только положительные полуволны вход ного сигнала. Поэтому при управлении каскадом с помощью синусоидального сигнала выходные ток и напряжение имеют вид одной полуволны синусоиды, содержат большое число гармоник и вследствие этого нелинейные искажения достигают 70% неза висимо от уровня выходного сигнала. Потому однотактный кас кад в режиме В для передачи звуковых сигналов непригоден.
Типовая структурная схема двухтактного оконечного усилите ля представлена на рис. 1.39. Один из оконечных транзисторов усиливает положительную, а второй — отрицательную полуволны сигнала. В нагрузке эти полуволны складываются и образуют полный сигнал, соответствующий форме входного. При использо вании транзисторов одного типа проводимости надо обеспечить их управление противофазными сигналами, для чего используется описанный выше инвертор. При использовании комплементарных транзисторов они управляются однофазным сигналом.
На рис. 1.40 приведена принципиальная схема двухтактного оконечного каскада, работающего в режиме В на транзисторах одной проводимости. Управляющее напряжение обеспечивает кас кад на комплементарных транзисторах. Для каскада справедливы следующие отношения. Сопротивление нагрузки Ян=£/п/Липах-
Рис. 1.40. Схема оконечного каскада |
Рис. |
1.41. |
Схема двухтактного око- |
||||
в режиме |
В |
|
нечного |
каскада |
с самоинвереией |
||
Среднее значение |
тока |
в нагрузке |
/ нср= (cù/2n)/nmaxsin cofœ |
||||
~ /н тах/я. Потребляемая |
мощность от |
источника |
питания Р п= |
||||
= 2/Нср^п=2/ншах^п/л. |
Мощность, |
отдаваемая |
в |
нагрузку, |
|||
Рвы1=/ншахС/п/2, |
а максимальный |
КПД каскада |
r]max= |
||||
= / >вых//эп » я /4 . |
Большой |
КПД — основное |
преимущество этого |
||||
типа каскада. С ним связана малая рассеиваемая мощность на транзисторах, и поэтому такая схема применяется при построении усилителей очень часто.
Когда рабочая точка транзисторов подобрана неверно, в вы ходном сигнале появляются искажения вследствие нелинейности передаточной характеристики транзисторов при малых значениях тока коллектора, вследствие чего результирующая передаточная характеристика каскада становится нелинейной в средней точке. Эти искажения наибольшие при малых сигналах, но их можно уменьшить, увеличив ток покоя в середине передаточной харак теристики выходного каскада. Если ток покоя становится больше нуля, то двухтактный каскад переходит в режим АВ, и выходные транзисторы усиливают сигнал в промежутках, больших по дли тельности половины периода.
Обычным недостатком двухтактного каскада на транзисторах одной проводимости является сложность схемы управления вы ходными транзисторами, формирующей два противофазных на пряжения. Этот недостаток частично устранен в схеме оконечного каскада с самоинвереией (рис. 1.41). Транзистор VT1 работает как эмиттерный повторитель с малым сопротивлением RHH в кол лекторе, сигнал с которого (смещенный по фазе на 180°) пода-
40