книги / Применение аналоговых микросхем

K52WA5 2 2

или

кшиг

т

J

каза от применения этих компараторов является их недостаточно высокая чувствительность (около 3 мВ) или отсутствие выхода, согласованного с КМОП-схемами. Устранить оба недостатка без увеличения потребляемой мощности можно с помощью показан­ ной на рис. 3.5 схемы. К выходу компаратора подключается эмит­ тер внешнего транзистора VT1, на базу которого подано напряже­ ние, примерно равное пороговому (1... 1,5 В) для ТТЛ-схем. Транзисторы VT1 и VT2 образуют дифференциальный каскад (ДК) с генератором постоянного тока 1Гв цепи их эмиттеров, выполнен­ ным на транзисторе VTS. Как показано выше, для полного пере­ ключения тока в ДК из одного плеча в другое необходимо, чтобы дифференциальное напряжение на базах транзисторов было боль­ ше 100 мВ. Таким образом, чтобы ток /г полностью переключился из цепи транзистора VT2 в транзистор VT1 или наоборот, необхо­ димо изменить напряжение на базе VT2 на 100 мВ. Из этого сле­ дует, что при типовом для компараторов К521СА5 и К521СА2 ко­ эффициенте усиления, равном 103, его чувствительность станет 0,1 мВ, что эквивалентно коэффициенту усиления 3* 104. Посколь­ ку цепь, состоящая из VT1 и RHi управляется переключаемым вну­ тренним током компаратора, то увеличения потребляемой мощно­ сти не происходит. Кроме того, сигналы на выходе компаратора и дополнительного каскада совпадают по фазе.

Для нормальной работы дополнительного каскада необходимо, чтобы выполнялось неравенство /г# н ^ £ /п+—(U0n—0,5В). Это зна­ чит, что при переключении тока в VT1 этот транзистор должен насыщаться при любых Un+ и RH. Типовое значение тока /г внут­ реннего генератора в компараторе 2 мА. Выходное напряжение лог. 0 будет равно UQn — 0,5 В, а лог. 1 около t/n+. При изменении t/вых от напряжения лог. 1 до лог, 0 время переключения будет со­ ставлять примерно 50 нс, т. е. почти не отличаться от собственного времени переключения компараторов. При обратном переключе­ нии из лог. 0 в лог. 1 время будет определяться постоянной време-

ни цепи Д„С„, где Сн — емкость нагрузки, подключенной к выходу. При работе компаратора на простейший КМОП-элемент и при £/п+= 9 В (#н=5,1 кОм) это время не превышает 100 нс. Изменяя значение t/n+, можно получить любой перепад напряжения на вы­ ходе дополнительного каскада.

В прецизионных компараторах К521САЗ, К597САЗ при обра­ ботке высокочастотных входных сигналов можно устранить влия­ ние статических ошибок, введя низкочастотную ОС (рис. 3.6). Низкочастотные составляющие входного сигнала подавляются глубокой отрицательной ОС по постоянному току. Для высокоча­ стотного входного сигнала сопротивление конденсатора С мало и действие отрицательной ОС отсутствует. Диод образует цепь за­ ряда для конденсатора в фильтре нижних частот и уменьшает тем самым время восстановления нормального режима работы уст­ ройства. Если к этому времени не предъявляются особые требова­ ния, то диод можно исключить. Для исключения действия отрица­ тельной ОС на чувствительность компаратора постоянная време­ ни RC-цепи должна быть больше периода входного сигнала, ум­ ноженного на коэффициент усиления компаратора. Приведенная схема с указанными номиналами элементов хорошо работает при частоте входного сигнала более 1 кГц. Необходимо иметь в виду, что сдвиг фазы в цепи ОС может превысить допустимое значение и это приведет к самовозбуждению компаратора. Последнее мо­ жет сложиться, например, при подключении к выходу осцилло­ графа с большой входной емкостью. В то же время при подключе­ нии к логической схеме устройство будет работать нормально.

Современные полупроводниковые компараторы средней точно­ сти (К521СА1, К521СА2, К521СА5), содержащие быстродействую­ щие дифференциальные каскады и формирователи уровней выход­ ного напряжения, фактически работают как линейные усилители с чувствительностью единицы милливольт. Поэтому с их помощью при медленно изменяющихся входных сигналах также невозможно сформировать четкие фронт и спад выходного напряжения в при­ сутствии на входе шумов или помех с амплитудами даже меньше 1 мВ. Объясняется это следующим образом. Указанные компара­ торы имеют коэффициент усиления /Сг/ælOOO. Следовательно, для полного переключения их выходного напряжения VВЫх (от 0 до 3 В или наоборот) необходимо изменить дифференциальный входной сигнал не менее чем на 3 мВ. При медленно изменяющихся вход­ ных сигналах входной сигнал может проходить зону чувствитель­ ности компаратора U4= U Bblx/K/и за время t4, значительно боль­ шее tn— 100 нс. Таким образом, при действии на входе шумов или помех компаратор, работающий как линейный усилитель в течение t4f будет усиливать их в 103 раз. Поэтому в течение всего времени t4 на выходе компаратора напряжение будет произвольно коле­ баться с частотой входных флуктуаций. Очень часто такой «дре­ безг» выходного напряжения недопустим, поскольку это приводит

Рис. 3.7. Схема компенсации гистерезиса в регенераторных компараторах

к погрешностям в работе цифровой микросхемы, подключенной к выходу компаратора. Наиболее эффективным средством устране­ ния влияния входных флуктуаций напряжения и ф является (так же как и для ОУ) введение резисторной положительной ОС с вы­ хода на неинвертирующий вход компаратора, т. е. введение гисте­ резиса передаточной характеристики. Если напряжение гистерези­ са и г> и ф, то удается получить четкое переключение выходного напряжения независимо от скорости изменения входного диффе­ ренциального сигнала. Однако в этом случае чувствительность компаратора ухудшается, так как определяется напряжением t/r> /7 4 и задержка переключения выходного напряжения стано­ вится зависимой от скорости изменения входного сигнала и мгно­ венного значения UT.

Решить указанную выше проблему можно, включив добавоч­ ный усилитель в контур ОС компаратора для компенсации гисте­ резиса (рис. 3.7). Основным является компаратор Æ2, а компа­ ратор А1 с транзисторами VT1, VT2 выполняет функцию добавоч­ ного усилителя, управляемого входным сигналом и переключающе­ го сигналы в контуре ОС для компенсации гистерезиса. Глубина положительной ОС компаратора А2 определяется отношением R/r, а компаратора А1 — отношением 2/?/Зг.

Напряжение гистерезиса компаратора А2 либо добавляется ко входному сигналу /Увх, либо вычитается из него в зависимости от полярности t/вх. С помощью компаратора А1 можно устранить влияние гистерезиса компаратора А2 на его чувствительность со­ ответствующим подбором компенсирующего сигнала, поступающе­ го из цепи транзисторов VT1, VT2. При этом не ухудшается поме­ хоустойчивость А2. Например, установив г=150 Ом, a R = 15 кОм,

разно между выводами 2 и 3 включить шунтирующий конденса­ тор С1 емкостью 100... 1000 пФ. Указанные на схеме сопротивле­ ния R3y R4 обеспечивают напряжение гистерезиса 1...2 мВ. При этом изменение напряжения на резисторе R3, равное 0,25 В, из­ меняет ток в цепи вывода 5, вводя гистерезис по току во входном каскаде компаратора. Цепь R1R2 позволяет регулировать напря­ жение смещения нуля в диапазоне ± 8 мВ. Чтобы увеличить на­ пряжение гистерезиса, т. е. нечувствительность компаратора ко входным сигналам, следует увеличивать сопротивления R4.

Для компараторов, не имеющих специальных выводов для ре­ гулировки напряжения смещения нуля, рекомендуется при введе­ нии положительной ОС использовать дополнительный делитель, подключенный к источнику отрицательного напряжения (рис. 3.8,6). Резисторный делитель R1R2 обеспечивает отрицатель­ ное напряжение смещения неинвертирующего входа компарато­ ра. Благодаря этому напряжение гистерезиса, равное UnЫхЯзД?ь смещается ниже нуля на величину, равную £/n”Ri/^2. Таким обра­ зом, нижняя граница напряжения гистерезиса определяется зна­ чением Uп~RilR2у а верхняя равна UQVlxR3fRi+UrrRilR2-

Прецизионный однопороговый компаратор можно построить и на сдвоенном компараторе средней точности К521СА1 несмотря на его низкое усиление (K 'yælO 3) по сравнению с ОУ. Благодаря

сравнивает входной сигнал с напряжением Uon. Сигнал, возника­ ющий в момент равенства этих напряжений, снимается с общего выхода обоих компараторов и подается на неинвертирующий вход компаратора А2. В результате действия положительной ОС вы­ ходное напряжение компаратора К521СА1 полностью переключа­ ется и сохраняется в течение времени спада напряжения на не­ инвертирующем входе А2 до 5 мВ. После этого компаратор само­ произвольно возвращается в исходное состояние, если UBX—Uon< I < 5 мВ. При входном сигнале, период которого меньше 2яRC, выходное напряжение переключается в соответствии с изменени­ ем полярности напряжения (UBx—UQп), а чувствительность рав­ на около 0,1 мВ при отрегулированном UCM.

Компаратор с регулируемым гистерезисом передаточной харак­ теристики и значительно большим, чем в К521САЗ, выходным то­ ком можно построить на таймере М1006ВИ1 (рис. 3.10). Опорное напряжение U0п, подаваемое на вывод 5, устанавливает верхний порог срабатывания. Напряжение гистерезиса передаточной ха­ рактеристики для этой схемы равно Ur— U0П(1—/?1//?г)/2. Когда выходной сигнал достигает верхнего порога срабатывания компа­ ратора, т. е. £/оп, то на выходе таймера устанавливается напряже­ ние, близкое к нулю. Если после этого входное напряжение умень­ шится относительно С/оп на величину С/г, то на выходе вновь уста­ новится высокое напряжение. Напряжение гистерезиса, а следо-

некоторых случаях (табл. 3.2,а) и конечный коэффициент ослаб­ ления синфазного сигнала.

Регенераторные компараторы. При очень медленных изменени­ ях или малых амплитудах входного сигнала время переключения однопороговой схемы сравнения зависит от скорости изменения входного напряжения, частоты единичного усиления и коэффици­ ента усиления ОУ. Для уменьшения времени сравнения таких сиг­ налов используют схемы сравнения с положительной ОС — реге­ нераторные компараторы (табл. 3.3). Особенностью таких компа­ раторов является гистерезис передаточной характеристики.

В простейшем регенераторном компараторе (табл. 3.3,а) при отрицательном и близком к нулю входном напряжении выходное напряжение положительное, а напряжение на неинвертирующем входе определяет верхний порог переключения UB= t/CTJ?2/( # 2+ +Яз). Как только входное напряжение достигает величины UB, ток в цепи стабилитрона становится равным нулю, а затем меня­ ет направление, и выходное напряжение ОУ переключается. По­ сле этого на неинвертирующем входе ОУ устанавливается напря­ жение, соответствующее нижнему порогу переключения и равное UH= —UB. Чтобы теперь переключить компаратор в обратное со­ стояние, амплитуда входного напряжения должна измениться от UHдо Uв, т. е. на напряжение, равное 2UB, которое и определяет величину гистерезиса.

Для получения симметричной петли гистерезиса относительно опорного входного напряжения уровни минимума и максимума выходного напряжения должны быть равны. Изменение по какимлибо причинам одного из этих уровней вызывает смещение гисте­ резиса и, следовательно, расчетной точки срабатывания компара­ тора, что приводит к увеличению погрешности сравнения. Этот не­ достаток в значительной степени устраняется включением в схему управляемого выходным напряжением ключа (полевой транзистор VT1 в схеме б табл. 3.3). Если сопротивление транзистора VT1 в открытом состоянии меньше 100 Ом, то погрешность установления порогов срабатывания при использовании резистора с погрешно­

коряющим разряд паразитной емкости исток — затвор VT1. Регенераторный компаратор с постоянным напряжением ниж­

него порога переключения при регулируемой величине гистерези­ са показан в табл. 3.3,б. Благодаря включению в схему диода VD1 цепь положительной обратной связи размыкается при UBX> >Uon и на выходе ОУ устанавливается близкое к нулю напряже­ ние, определяемое токами утечки через диод VD2 и резистор R4. Если затем входное напряжение уменьшится до значения Uon, вы­ ходное напряжение компаратора переключится в противополож­ ное состояние. Выходной сигнал можно снимать как с выхода ОУ, так и со стабилитрона. Преимущество этого компаратора в том,