книги / Цифровые устройства селекции движущихся целей

Таким образом обеспечивается переход к квазиоптимальной схеме СДЦ, структурная схема которой представлена на рис. 1.3 [3].

1.3. Квазиоитимальная схема цифровой системы СДЦ

Рассмотрим особенности работы квазиоптимальной схемы селекции движущихся целей. На выходе фазовых детекторов ФД1 и ФД2 из сигна­ ла промежуточной частоты //(/) формируются квадратурные состав­ ляющие комплексной огибающей сигнала u \t) и t/"(/), которые посту­ пают на вход АЦП1 и АЦП2.

Аналого-цифровые преобразователи выполняют функцию времен­ ной дискретизации и амплитудного квантования квадратурных состав­ ляющих сигнала. Период дискретизации сигнала выбирается равным длительности зондирующего сигнала Тл = тп, что позволяет выделить

элементы дальности в соответствии с разрешающей способностью. РЛС по дальности AR = ст„ / 2 . Импульсы дискретизации с периодом Т:хфор­

мируются с помощью генератора импульсов.

Основными параметрами АЦП являются: время преобразования тпр, число разрядов m, а также точность преобразования.

Требования к времени преобразования определяются из условия тпр<Гд=тп, что обеспечивает функционирование схемы в реальном

масштабе времени.

Число разрядов преобразователя определяется динамическим диа­ пазоном входных сигналов и помех: d = 201og(z/max/z/min) = (60...80) дБ и

точностью представления аналогового сигнала в цифровой код.

При равномерной сетке уровней квантования с шагом At/ число уровней квантования / = (м1ШХ- z/min)/ At/

Для обеспечения потенциальной точности преобразования шаг квантования выбирают в соответствии с минимальным напряжением

11

сигнала на входе приемника, определяемым его чувствительностью, которая ограничивается уровнем собственных шумов приемного уст­ ройства, т.е. Аи = Umln = стш, где сгш - среднеквадратическое значение

где оператор ]х[ означает ближайшее целое, не меньшее числа х.

Число децибел динамического диапазона приемника, приходящее­

тlog2d

Вчастности, если динамический диапазон приемника d - 60 дБ, то АЦП должен иметь 10 разрядов. При этом для ти=1 мкс время

преобразования не должно превышать 1 мкс.

Точность преобразования характеризуется дисперсией шумов квантования на выходе АЦП сг2в = Ан2/12 и, следовательно, определя­

ется выбранным шагом квантования Аи.

Цифровые режекторные фильтры ЦРФ1 и ЦРФ2 выполняют ос­ новную функцию подавления (режекции) помехи и должны обеспечи­ вать пропускание полезного сигнала во всем динамическом диапазоне доплеровских частот.

Следовательно, АЧХ режекторного фильтра Я(со) должна быть об­ ратна энергетическому спектру помехи, но при этом иметь максималь­ ный коэффициент передачи в динамическом диапазоне доплеровских частот сигналов движущихся целей:

( 1.20)

где S*c (co) - комплексно-сопряженный амплитудный спектр сигнала;

Su(co) - энергетический спектр помехи.

Для реализации требуемой амплитудно-частотной характеристики ЦРФ используются нерекурсивные и рекурсивные фильтры.

Примером нерекурсивного режекторного фильтра может служить схема череспериодного вычитания (компенсации) помехи (ЧПК).

Рассмотрим РФ на основе однократной ЧПК-1, разностное уравне­ ние которого U(к) = и(к) - и(к - 1). Используем z-преобразование U(z) =

12

= u(z)-u(z)z 1= w(z)(l-z '), откуда передаточная функция tf(z'‘) =

= 1 -z-1, где z"1=exp(-i(^rn). Квадрат АЧХ

H 2(coTu) = H(z-{)H (z) =( \- z - ') (\- z ) =

= (1 - exp(- iwTJXl - exp(ity7],)) = 4sin2

Таким образом, ЧПК-1 (рис 1.4,а) имеет один нуль в точке z0 = 1, а

АЧХ - сравнительно небольшую полосу режекции и неравномерный коэффициент передачи (рис 1.4,6).

Рис. 1.4

С целью улучшения АЧХ режекторного фильтра, рассмотрим дву­ кратную ЧПК-2. Аналогично запишем:

U(к) = и(к) - 2и(к - 1)+ и(к - 2); U(z) = H(Z)(1 - 2z_l + z"2) ;

хи (рис. 1.4,б). Однако нерав­ номерность АЧХ в диапазоне доплеровских частот остается,

и коэффициент передачи фильтра имеет максимальное значение только для оптимальной скорости цели.

Следовательно, повышение кратности вычитания (увеличение по­ рядка нерекурсивного режекторного фильтра) позволяет повысить эф­ фективность подавления помехи, но в силу неравномерности АЧХ не обеспечивает наилучших условий для прохождения полезного сигнала.

13

Для формирования АЧХ, близкой к оптимальной, рассмотрим ре­ курсивный фильтр с обратными связями.

Разностное уравнение рекурсивного фильтра

где а, и bt - коэффициенты в прямых и обратных связях фильтра

соответственно; М - порядок фильтра.

Согласно (1.21) передаточная функция рекурсивного фильтра име­ ет вид

Коэффициенты в прямых связях at определяют положение нулей

фильтра, влияющих на зону режекции фильтра, а коэффициенты bt в

обратных связях определяют положение полюсов, влияющих на равно­ мерность и крутизну скатов АЧХ фильтра.

Передаточную функцию фильтра можно также представить в виде

н ,=)_ (Z-Zol)(Z-Z,fl)...(z-zOM)

(1.23)

где zoi и zpi - нули и полюса фильтра соответственно.

В качестве примера рассмотрим рекурсивный фильтр второго по­ рядка ( М = 2):

( z - z ^ z - z , , )

Структурная схема рекурсивного фильтра приведена на рис. 1.6.

14

U(k)

и(к)

Рис. 1.6

Значение нулей и полюсов фильтра в соответствии с (1.25) можно найти из решения квадратных уравнений, умножив числитель и знаме­

натель на z2 В частности, для определения полюсов фильтра имеем

z2+b,z + b2 =О откуда z/)|2 = y ± J - ^ - - 6 2.

В полярной системе координат значения нулей и полюсов фильтра могут быть определены как

На рис. 1.7,а приведена АЧХ рекурсивного фильтра второго порядка; на рис. 1.7,6 показано положение нулей и полюсов фильтра, из которого видно, что фильтр имеет два комплексно-сопряженных нуля и полюса.

При этом сдвиг нулей по единичной окружности на угол ±(р0 позво­

ляет расширить зону режекции и, следовательно, привести к более эффек­ тивному подавлению помехи. Положение полюсов фильтра влияет на рав­ номерность АЧХ в полосе пропускания фильтра и крутизну его скатов.

15

Рис. 1.7

Н(соТ)

а)

Рис. 1.8

В соответствии с (1.7) выходные коды ЦРФ| и ЦРФ2 возводятся в квадрат и суммируются в параллельном комбинационном сумматоре, после чего поступают в накопитель пачки (НП). Некогерентный нако­ питель пачки обеспечивает повышение отношения сигнал / помеха, ко­

торое после накопления имеет значение </вых = qbX\[п, где п - число

импульсов.

Накопитель пачки может быть выполнен в виде цифрового рецир­ кулятора, структурная схема которого приведена на рис. 1.8,а.

Передаточная функция рециркулятора

== z0 =О zr =b

Таким образом, накопитель пачки представляет собой рекурсив­ ный фильтр первого порядка с одним полюсом. Квадрат модуля АЧХ накопителя

"\ + b2-2bco&0)Tn'

Амплитудно-частотная характеристика накопителя представлена на рис. 1.8,6.

16

Требование устойчивой работы накопителя состоит в том, чтобы коэффициент в обратной связи удовлетворял условию |6|<1. Однако при определении этого коэффициента нужно учитывать хорошее согла­ сование АЧХ накопителя с числом импульсов п в пачке. С учетом это­ го данный коэффициент может быть определен в виде

ь= п- ^ - .

л+1

Вэтом случае потери в накоплении, связанные с тем, что коэффи­ циент Ь<\, будут минимальными.

Накопленные таким образом пачки сигналов в каждом элементе разрешения по дальности с тактом Гд = тм сравниваются с порогом ре­

шающего устройства, выполненным в виде кодового компаратора. В случае превышения порога, который выбирается исходя из заданных вероятностей правильного обнаружения D и ложной тревоги F, выно­ сится решение об обнаружении цели в соответствующем элементе раз­ решения по дальности.

1.4. Адаптивные принципы построения систем СДЦ

При априорной неопределенности относительно спектрально-корреля­ ционных характеристик пассивных помех обеспечить оптимизацию па­ раметров режекторного фильтра, а следовательно, и согласовать его АЧХ с параметрами воздействующей помехи, не представляется воз­ можным. В этих условиях параметры режекторного фильтра должны быть перестраиваемыми, а в качестве таких параметров используются значения коэффициентов фильтра. Управляемыми параметрами частот­ ных характеристик являются частоты среза полосы пропускания, что позволяет согласовать полосу режекции с шириной спектра помехи.

Таким образом, адаптивные принципы проектирования ЦРФ должны быть основаны на предварительной оценке параметров воздей­ ствующих помех. К числу таких параметров, подлежащих оценке, отно­ сятся мощность помехи и ее спектрально-корреляционные свойства, которые характеризуются значениями коэффициента междупериодной корреляции р{Ти) и шириной энергетического спектра помехи Д/‘„.

Оценка коэффициента междупериодной корреляции может быть получена в виде

/=1

17

Оценка ширины энергетического спектра помехи зависит от стати­ стических характеристик помехи. При гауссовской аппроксимации в соответствии с (1.4)

p„(T) = cxp[-?-(Af„T)2]

Z,0

Используя это соотношение, получаем

^ ш ц / р д р ]

При резонансной аппроксимации энергетического спектра с уче­ том (1.6)

Рп(7’) = ехр(-жД/п7’),

аналогично получаем

Полученные соотношения будем использовать для оценки пара­ метров воздействующей помехи. Структурная схема адаптивной систе­ мы СДЦ должна содержать дополнительные блоки для определения этих параметров.

На рис. 1.9 представлена структурная схема адаптивной системы СДЦ, в которую включены дополнительные блоки оценки мощности

помехи <7*, коэффициента междупериодной корреляции рДГ), блок

оценки ширины спектра помехи (БОШС) Дfn и блок определения ко*

эффициентов фильтра (БОКФ).

18

Поскольку управляемым параметром частотной характеристики фильтра может служить частота среза, ее можно согласовать с получен­

ной оценкой ширины спектра помехи Л/п , в результате чего обеспечи­

вается перестройка полосы режекции.

В связи с этим проектирование перестраиваемых режекторных фильтров заключается в формировании дискретной сетки значений час­ тот, шаг которой определяет соответствующую ей сетку значений ко­ эффициентов фильтра.

При этом каждому дискретному значению частоты среза соответ­ ствует свой набор коэффициентов фильтра. Поэтому в БОКФ должно быть запоминающее устройство для хранения значений коэффициентов фильтра, которые для указанной сетки частот могут быть вычислены заранее и записаны в ПЗУ в двоичном коде. С учетом полученных оце­

нок А/п определяется код адреса в ПЗУ коэффициентов фильтра по

двум шинам. В качестве старших разрядов адреса используется код тре­ буемых частот среза, а младшие разряды определяют значения коэффи­ циентов фильтра.

Таким образом, построение адаптивного режекторного фильтра требует использования микропроцессорной техники, что позволяет расширить функциональные возможности режекторных фильтров и по­ высить эффективность систем СДЦ. Однако при этом следует отметить, что на перестройку фильтра требуется время, которое затрачивается на определение неизвестных параметров помехи. Следовательно, пере­ стройка фильтра происходит с некоторой задержкой по времени, кото­ рую можно рассматривать как переходной процесс формирования АЧХ фильтра.

1.5. Реализация режекторных фильтров систем СДЦ на основе цифровой техники

В соответствии с алгоритмом функционирования режекторного фильтра на основе разностного уравнения обработка сигналов в ЦРФ заключает­ ся в выполнении операций задержки, умножения отсчетов входного и выходного сигналов на соответствующие коэффициенты, сложения и вычитания.

Выбор элементной базы осуществляется с учетом требуемых аппа­ ратурных и энергетических затрат, определяющих массогабаритные характеристики фильтра.

Основные пути реализации цифровых фильтров включают исполь­ зование элементов жесткой логики, программную реализацию на ЭВМ общего назначения и специализированных микропроцессоров. Выбор

19

технического решения должен учитывать также особенности примене­ ния фильтра, сложность его алгоритма функционирования, требование быстродействия и возможность перестройки.

Обычно фильтры на элементах жесткой логики позволяют реали­ зовать достаточно простые алгоритмы, не требующие перестройки, что ограничивает область их применения. Кроме того, в качестве элементов задержки в таких фильтрах используются регистры сдвига, требующие для их реализации значительных аппаратурных затрат. В частности, в РЛС с дальностью действия Rmax =150 км и длительностью импульса

тм= 1мкс число разрядов регистра nR= /?тах / AR = Тп/тн = 1000 При

этом число таких регистров определяется числом разрядов АЦП и при m = 10 возрастает на порядок. С учетом обработки сигналов в двух квад­ ратурных каналах и порядка фильтра М суммарный объем памяти для реализации фильтра:

N = 2nRmM

Реализация требуемой памяти для построения цифровой линии за­ держки может быть выполнена на основе оперативного запоминающего устройства (ОЗУ).

На рис. 1.10 представлена схема реализации однократной системы ЧПК, которая содержит: АЦП, входной регистр числа РЧ|, ОЗУ, выход­ ной регистр числа РЧ2 цифровое вычитающее устройство ЦВУ, адрес­ ный коммутатор АК, генератор импульсов дискретизации ГИД.

Двоичный код с выхода АЦП поступает в РЧ| и записывается в ОЗУ по адресу, вырабатываемому генератором импульсов дискретиза­ ции, следующих с периодом Гд = тп оперативное запоминающее уст­

ройство работает в режиме записи и режиме считывания. Учитывая, что число ячеек в этом устройстве равно числу элементов разрешения по дальности nR, числа, записанные со всех элементов разрешения в

20