книги / Основы построения цифровых линейных трактов и способы их оптимизации
..pdf51
сигналов, весьма далеких от оптимальных, что приводит к неоп равданно значительным потерям помехозащищенности в регене раторах (от 4 до 12 дБ) и к существенному уменьшению длины ре генерационного участка.
3. Существующие методики расчетов длин регенерационных участ ков не учитывают характера совместного влияния собственных помех и помех от линейных переходов на помехозащищенность при передаче линейных сигналов по ЦЛТ с использованием элек трического симметричного кабеля.
В последующих главах рассматриваются способы и методы реше ния указанных проблем.
Список литературы
1.1.Крук Б.И., Попов Г.Н. ...И мир загадочной за зановесом цифр. Цифровая связь. - Новосибирск.: Церис, 2001. - 384 с.
1.2.Былянски П., Ингрем Д. Цифровые системы передачи», перевод с англ. / под ре дакцией А.А. Визеля. - М.: Связь, 1980. - 360 с.
1.3.NYQVIST, Н.: Certain topics in telegraph trasidmission theory. Trans AIEE, 1928,47 pp. 617-644.
1.4.Котельников B.A. Теория потенциальной помехоустойчивости. - M.: Госэнергоиздат, 1956.
1.5.Харкевич А.А. О теореме Котельникова (обзор некоторых работ). - Радиотехника,
19 5 8 .-№ 8 .
1.6.Шеннон К. Математическая теория связи. - В кн.: Работы по теории информации кибернетики. М.: ИЛ, 1 9 63 .-е . 243-332.
1.7.Скалин Ю.В., Бернштейн А.Г., Финкевич А.Д. Цифровые системы передачи. - М.: Радио и связь, 1988.- 272 с.
1.8.Гитлиц М.В., Лев А. Ю. Теоретические основы многоканальной связи. - М.: Радио связь, 1988 .-272 с.
1.9.Иванов В.И., Гордиенко В.Н., Попов Г.Н. Цифровые и аналоговые системы пере дачи: Учебник для ВУЗов. - М.: Радио и связь, 1995. - 232 с.
1.10.Зингеренко А.М. , Баева Н.Н., Тверецкий М.С. Системы многоканальной связи. - М.: Связь, 1980.- 439 с.
1.11.Многоканальные системы передачи. Под редакцией Н.Н. Баевой и В.Н. Гордиенко. - М.: Радио и связь, 1997.- 560 с.
1.12.Ситняковский И.В., Порохов О.Н., Нехаев А.Л. Цифровые системы передачи або нентских линий. - М.: Радио и связь, 1987. - 216 с.
1.13.Гоноровский И.С., Демин М.П. Радиотехнические цепи и сигналы. - М.: Радио и связь, 1 9 91 .-480 с.
1.14.Цифровая и вычислительная техника. Под ред. Евреинова Э.В. - М.: Радио и связь, 1 9 91 .-459 с.
1.15.Попов Г.Н., Заславский К.Е., Хазанов Г.Л. Помехи и искажения в каналах и трак тах АСП и ЦПС. - Новосибирск. НЭИС, 1991.-130 с.
1.16.Прагер Э., Шимек Б., Дмитриев В.П. Цифровая техника в связи. - М.: Радио и связь, 1 9 81 .-280 с.
1.17.Цифровые системы передачи. Пер. с польского Визеля А.А. под ред. Романова В.Д. - М.: Связь, 1 9 7 9 .-290 с.
1.18.Баева Н.Н. Многоканальная связь и РРЛ. М.: Радио и связь, 1988. - 312 с.
1.19. Левин Л.С., Плоткин М.А. Цифровые системы передач. - М.: Радио и связь, 1 9 82 .-216 с.
52
1.20.Системы электросвязи. Под ред. Шувалова В.П. - М.: Радио и связь, 1987. - 512 с. (Попов Г.Н. гл. 16).
1.21.Крук Б.И., Попантонопуло В.Н., Шувалов В.П. Телекоммуникационные системы и сети. Т. 1. Учебное пособие. - М.: Горячая линия - Телеком, 2002. - 512 с.
(Попов Г.Н. гл. 8).
1.22.Парфенов Ю.А., Мирошников Д.Г. «Последняя миля» на медных кабелях. - М.: Эко-Трендэ, 2001. - 280 с.
1.23.Беллами Дж. Цифровая телефония. - М.: Радио и связь, 1986. - 544 с.
1.24.Попов Г.Н. Телекоммуникационные системы передачи. Часть 1. Основы построе ния PDH. Уч. пособие. - Н.: 2002,- 204 с.
53
Глава 2. Обоснование выбора кода ДБК-ЧПИ в качестве линейного сигнала для электрических цифровых линейных трактов
2.1.Введение
В настоящее время инфраструктура Взаимоувязанной сети связи Российской Федерации (ВСС РФ) насыщается передовыми цифровы ми телекоммуникационными технологиями. Практически по всем важ нейшим магистральным направлениям первичной сети или, другими словами, транспортной сети магистрального уровня, информацион ные потоки передаются по технологии SDH с использованием воло конно-оптических и цифровых радиорелейных линий связи.
Эти же системы передачи (СП) SDH в сочетании с технологиями ATM, В-ISDN и т.д., активно эксплуатируется на городском местном участке первичной сети или по современной терминологии, сети дос тупа, особенно в крупных и средних городах России.
Внутризоновые участки первичной сети или, транспортная сеть ре гионального уровня на нынешнем этапе развития ВСС РФ характери зуется недостаточным уровнем внедрения современных систем пе редачи. На этих участках до сих пор сохранились воздушные линии связи (ВЛС), кабельные линии связи (КЛС) симметричного кабеля, проложенные много десятилетий назад, которые отличаются плохими качественными показателями, что не позволяет в должной мере пе рейти на современные инфокоммуникационные технологии.
Внедрение современных телекоммуникационных систем передачи на внутризоновых сетях РФ имеющих большие площади и расстояния между пунктами сети, затруднено, так как требует огромных капи тальных вложений, с практически бесконечным сроком окупаемости. Вместе с тем необходимость передачи информации в цифровой форме является жизненной, и более того, директивной необходимо стью, поскольку принята и начала реализовываться программа «Элек тронная Россия».
Для решения поставленной задачи предлагается использовать существующие линейные сооружения аналоговой сети в виде воз душных и кабельных линий связи, не подвергая их существенной ре конструкции [1, 2, 3, 4].
Технико-экономический анализ повышения эффективности ис пользования линейных сооружений как метода ресурсосберегающего развития внутризоновой сети [5] позволяют сформулировать совокуп ность требований к линейному сигналу:
54
1.В энергетическом спектре линейного сигнала должны быть ос лаблены НЧ составляющие (обеспечение электромагнитной совмес тимости аналоговых и цифровых сигналов, исключение влияния низ кочастотных импульсных помех и помех от несогласованностей).
2.Отсутствие промежуточных регенераторов, значительный раз брос протяженностей линий и их неоднородность приводят к измене нию в широких пределах условий распространения сигналов. Метод передачи должен обеспечивать в этой ситуации практическое отсут ствие дополнительной настройки ЦСП при установке на сети.
3.Способ передачи должен обеспечивать:
•отсутствие постоянной составляющей в сигнале;
•узкую полосу частот основного «лепестка» энергетического спектра;
•возможность контроля ошибок.
Линейный код с дуобинарным кодированием и чередованием по лярности импульсов, предложенный в [9] и исследованный в [10-24],
взначительной мере соответствует приведенным требованиям.
2.2.Постановка задачи и ее решение
Основными линейными сигналами ЦСП на местной и внутризоно вой сети являются коды с чередованием полярности импульсов (ЧПИ) в СП ИКМ-120, ИКМ-30 и ИКМ-ЗОС, а также дуобинарный код (ДБК) в СП ИКМ-15. Известно, что полоса частот, в которой сосредоточена основная энергия таких сигналов, численно равна тактовой частоте цифрового сигнала [6].
№
ДОдбк ■ |
f f h |
n |
n |
_ |
n |
П_ П .П |
, |
|
|
||
_ |
П |
П |
- |
- . |
К |
|
□ |
.'i |
- |
r |
* |
ЛОдбк-чпи | |
h r |
h r 1 |
R |
1 |
■ - |
1h |
|
||||
Г~1 |
|
- - |
- - - |
|
1 |
1 |
|
— |
t |
||
1 |
|
|
1 _ J |
: _ _ |
i |
|
|
|
|||
ф\[ |
n |
|
|
|
|
|
i |
i |
|
|
, |
I |
u |
|
|
|
|
|
|
|
t |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
_Г
Рис. 2.1. Временная диаграмма получения линейного сигнала ДБК-ЧПИ
55
Для уменьшения полосы частот основного «лепестка» энергетиче ского спектра линейного сигнала предлагается использовать комби нированный код типа ДБК-ЧПИ. Алгоритм получения линейного сиг нала с ДБК-ЧПИ показан на рис. 2.1. и заключается в следующем.
Сигнал с ДБК |
f ( t )R6к разбивается на две временные последова |
||
тельности |
/,( /) |
и |
f2( t) с ненулевыми элементами, имеющими дли |
тельность, |
равную |
одному тактовому интервалу At т, = Дt и двум |
|
тактовым |
интервалам т 2 = 2Дt . Каждая из последовательностей пе |
||
редается с чередованием полярности импульсов, образуя линейный сигнал ДБК-ЧПИ f ( t ) aвк-чпи. Причем длинные посылки сигнала ДБК ( fдбк.). длительностью, превышающей два тактовых интервала: fA6K/2Af разбиваются на сумму элементов с длительностями, равны ми 2Дt, плюс, может быть, один (последний) элемент с длительностью At В общем случае как последовательность f,(f) так и f2( t ) может быть представлена в виде суммы элементарных трехуровневых по
сылок f3n ( t ) |
с общим размахом импульсов равным А на интервалах |
||||||||
Ъ и Те, показанных на рис 2.2, и суммы нулевых элементов f0{t) |
на |
||||||||
интервалах Т0у и Т0т: |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
',(() = |
т, (I.T,)+£ f, ((,r0,); |
т, =Д(, |
|
|||||
|
f, < t ) = t |
f„T 2 ( t, T,) + £ |
( f,Т0ш); |
T2 = 2Д(, |
|
||||
где N, К, L, M |
Г, + Г0, + Г, + Г0„ = ( „ „ д6,.ч(ш - |
время передачи; |
|||||||
Т;, Т( = nAf; |
п = 4...оо; |
Тоу, Т0ш= pAf; |
р = 0...°°. |
|
|
|
|||
|
|
О , |
2 |
|
2 |
+ |
|
|
|
|
|
|
|
2 |
|
|
|||
|
|
—, - — |
+ A f - — |
< f < - ^ - + Af + ^ ii, |
|
||||
|
|
2 |
2 |
|
2 |
|
2 |
2 |
|
^ w |
( W ) = |
|
2 |
|
2 |
2 |
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
2 |
2 |
|
2 |
2 |
2 |
|
|
|
|
0> |
2 |
|
2 |
2 |
|
|
|
|
|
i |
|
|
|
|
|||
Определим энергетический |
спектр |
последовательностей f^(t) |
и |
||||||
f2( t) при передаче экстремальных сигналов, очевидно имеющих ми
нимальный период следования |
7*г = Тв = 4Af и на интервалах переда |
чи последовательностей f,( f ) |
и fz( t) не имеющих нулевых элемен |
тов Т0у = Т0т = 0 : |
|
56
/(ОэлТ1
Ti
|
3 ф |
л/г |
|
|
гл /г |
||
|
|
|
|
Рис. 2.2. Элементарные трехуровневые посылки |
|||
fi ( 0 = 1 |
^ 1 ( М л -1 )7 ); |
T = 4 A t] |
х, = At, |
П=1 |
|
(2.1) |
|
|
|
|
|
4 ( f ) = X |
^ t 2( f - ( / - / ) 7 ) ; |
7 = 4Af; |
x2 =2Af. |
При помощи прямого преобразования Фурье определим частотный спектр Я,(со) и Я2(о>) (или функцию спектральной плотности) эле ментарных посылок f3n( f) x 1( f > и fafl( f) x 2( f) :
|
|
. 7 |
|
|
|
■sin—со |
т |
||
^ 1(co) = - |
А Т |
&|" Т |
Ш |
|
/ ^ |
- ^ |
— sin-Li |
||
|
|
4 ю |
(2.2) |
|
|
д т |
sin-З-со |
|
|
^элтг ((0 ) = - |
j ~ |
- у 4— sin^ |
||
|
2 |
7 |
|
2 |
|
|
4 Ш |
|
|
азатем их спектры плотности энергии, определяемые как функция
ф(-¥»)*•
(2.3)
- » - ( f )' £7 ж |
1 |
V 4 ° |
|
Используя свойство временного сдвига преобразования Фурье
] f„ ( t - ( л -1 )7 )е~шсН= Я, (а )е-''а«л-1)г |
(2-4) |
57
определим частотные спектры экстремальных сигналов:
FT/( CD) = |
(2.5) |
Подставим (2.1) в (2.5), поменяем порядок интегрирования и сум мирования и учтем свойство временного сдвига [7], тогда получим:
^ ,.(ш ) = РэпТ/( ю ) ] |У и'(лЛ |
(2 .6) |
Перейдя к тригонометрическим функциям по формуле Эйлера, и, представив в (2.6) выражение (2.2), окончательно получим вид час тотного спектра экстремальных сигналов:
: Т
А Т |
&|МТ |
П у О )|Д з т (ю (л - 1)Г - ycos(/7-1)7")]j. (2.7) |
Я ( Ш) = — |
— А |
2Т
4 Ш
Спектр плотности энергии экстремальных сигналов ДБК-ЧПИ с учетом того, что |F (© )|2 = F ( CD) - F * ( O>), где F * ( o ) - комплексно сопряженная функция имеет вид:
( А Т ) 2 |
|
( . т, f |
|
vy ( © ) де " Ы |
Т 7 |
lsm2“J х |
(2.8) |
|
4 |
) |
|
x | ^ sin ( o ( n - 1 ) r ) j |
+ ^ c o s (o a (n -1 )r)j j. |
|
|
Для оценки сверху формы спектра плотности энергии экстремаль ных сигналов ДБК-ЧПИ н/(©)д6к.ЧПи воспользуемся неравенством Ко- ши-Буняковского [8]. Тогда для рядов в фигурных скобках выражения (2.8) справедливы следующие неравенства:
^ s in ( c o ( r t - 1 ) r ) j < J ( s in (© (n - 1 )T ))2,
(2.9)
^ £ c o s (© (n -1 )T )j < £ (cos(ffi(n -1 )T ))2.
Отсюда получим верхнюю границу спектра плотности энергии и энергию сигнала ДБК-ЧПИ Ет .*Шу учитывая,
^дбкчпи-^JV ( ® )двк^пиda),
58
тогда
V (© ) д*-™ = V ( CD) | | j (■s'H2 ('0)1( n - 1>T ) + cos2( 0)1(n ~ 1>7 ^ } =
= N -\ymxi |
{cb), |
(2.10) |
^дбк-чпи = N • E3nXj |
((D). |
|
Так как экстремальные сигналы ДБК-ЧПИ имеют бесконечную энергию Едбк-ч™ при N - » да. найдем выражения для спектра плотности
мощности |
8(©)дбк-чпи И мощности Рдбк-чпи с целью определения коли |
||||
чественных характеристик линейных сигналов [7]: |
|
||||
SC©)дб*чпи = lim —— |
Аб**,пи.1 |
Р бхД4ПИ= —— J S (© ) дбк^пи d©. |
|||
|
г*-*® |
Тю |
|
2л |
|
Тогда, при Тл = NT окончательно получим |
|
||||
|
|
sin—© |
|
|
|
|
S (© )* |
|
4 |
( s in ^ -ш )2. |
(2.11) |
|
|
|
|||
Расчет |
3(сй)дб^пи при |
Т = AAt |
и t^ = A t, t2 = 2At |
показан на |
|
рис. 2.3 (здесь ©г =2тг/A t). |
|
|
|
|
|
Отметим, что при Т = 2A t, т = ДГ/2 получим спектр плотности мощ ности сигнала с ЧПИ [6]:
59
а при Т = A t, х = At/2 спектр плотности мощности 8-импульсных сиг налов:
Результаты анализа, приведенные на рис. 2.3, позволяют сделать вывод о том, что основная мощность линейного сигнала ДБК-ЧПИ со средоточена в полосе частот от 0 до сог/ 2 , а максимум энергетиче ского спектра имеет место на частоте со7/ 4 .
Для реализации предложенного алгоритма формирования линей ного сигнала ДБК-ЧПИ необходимо производить анализ поступающей информации на интервалах, длительностью два такта. При наличии на очередном интервале анализа сдвоенной посылки (длительностью 2Д0 полярность передаваемого сигнала инвертируется относительно предыдущей сдвоенной посылки. Аналогично, инверсия производится поступлением одиночной посылки (длительностью Af). Структурная схема формирования линейного сигнала ДБК-ЧПИ приведена на рис. 2.4. Блок 1 рис. 2.4 формирует сигнал «начальная установка», по которому блок 2 выделяет интервалы анализа с привязкой фазы к фронту входного сигнала. Блок 3 производит задержку поступающих сигналов на один такт. Блок 4 формирует признак посылки длитель ностью 2Дt. Блок 5 - длительностью Af. Для реализации принципа ин вертирования относительно полярности предыдущей посылки сигна ла с выходов блоков 4 и 5 делятся на 2 в блоке 6. Блок 7 формирует сигнал управления с приоритетом по посылкам длительностью два такта. Управляемый ключ 8 формирует линейный сигнал на симмет ричном либо на несимметричном выходе. Принципиальная схема преобразователя кода ДБК-ЧПИ приведена в приложении П2.1.
Приведенная экспериментальная проверка (см. приложение П2.2) подтвердила работоспособность цифрового тракта и эффективность использования кода ДБК-ЧПИ.
Рис. 2.4. Структурная схема преобразователя кода
60
G(ш/се
0,3 |
0,5 |
0,6 |
0,9 1,0 |
co/co T |
Рис. 2.5. Спектр плотности мощности линейного кода ДБК-ЧПИ-3
Результаты спектрального анализа и моделирования алгоритмов формирования кода ДБК-ЧПИ позволяют, используя метод математи ческой индукции, сформулировать следующие утверждения:
1. При формировании линейного кода ДБК-ЧПИ с контролем и управлением полярности на 3-х тактовых интервалах по алгоритму рассмотренному ранее, выражение для спектра мощности примет вид:
|
|
^ 6 |
при этом |
Т = 6 A f, т, = Д Г , т 2 |
= 2 A f, т 3 = 3 A f, где ДГ - длительность |
элементарной посылки на тактовом интервале. |
||
Результаты расчета 5 (а))дбк-мпи-з приведены на рис. 2.5. |
||
2. |
При формировании |
линейного кода ДБК-ЧПИ с контролем и |
управлением полярности на m тактовых интервалах спектр плотности мощности имеет вид:
\2m )
где Т = 2тД/, Т/, = Af, 2A f,.... mLt\ i = 1 :..m .
Максимум спектра плотности мощности при этом смещается в низ кочастотную часть спектральной характеристики направляющей сре ды. В случае использования металлического кабеля это означает, что километрическое затухание кабеля на максимуме энергетического спектра сигнала будет уменьшаться, а следовательно, длина регене