книги / Микрополосковые и диэлектрические резонаторные антенны. САПР-модели методы математического моделирования

Микрополосковые антенны с увеличенной полосой рабочих частот

Результаты измерения и расчета характеристик эквиугловых и архимедовых (с постоянным шагом увеличения радиуса на один оборот) спиральных антенн с

воздушным зазором s = 7,62 мм и j = 2,54 мм над экранной плоскостью диаметром 18 дюймов (457 мм) приведены на рис. 56-59, причем погрешность измерения коэффициента усиления равна 1 дБ, а коэффи­ циент направленного действия рассчитывался трехмерным интегрированием ДН. Видно, что полоса час­ тот Д /в первую очередь определяется изменениями характеристик 7] и G, а не КСВН.

41

Микрополосковые антенны е увеличенной полосой рабочих частот

В работах [96-98] методом конечных разностей во временной области исследованы:

двухэаходные полуциркульные (из дуг полуокружностей) и квадратные (из отрезков прямых линий) ар­ химедовы спирали над полостью с воздушным зазором и трехслойным поглощающим материалом [96];

двухэаходные проволочные эксцентрические спирали в свободном пространстве, излучающие вол­ ну круговой поляризации с главным лепестком вне нормали к плоскости антенны [97];

система криволинейных синусоидальных пробных и тестовых функций для ускорения анализа и повышения точности расчетов спиральных МПА построена в работе [99].

Метод и алгоритм расчета спирального излучателя произвольной кривизны предложен, например, в [99], а логопериодические антенны с дипольными и прямоугольными излучающими элементами иссле­ дованы в [100-102].

Логопериодическая МПА с прямоугольными излучателями будет рассмотрена более подробно да­ лее в разделе антенн ММ-диапазона.

2.3.Микрополосковые антенны с пластинами сложной формы

Согласование импедансов линии возбуждения и МПА способствует расширению рабочей полосы частот Д/ Пластины сложной формы в МПА по-существу совмещают роли резонаторов антенны и цепи согла­ сования, чем и достигается увеличение Д/ Основные результаты в этой части получены эксперимен­ тальным путем.

В [103] исследованы МПА с различными модификациями круглой пластины и получены следую­ щие результаты:

формирование двух полукруговых щелей шириной 1 мм с расстоянием между краями 1,5 мм и ра­ диусом 5 мм в центре пластины диаметром 53 мм, возбуждаемой в центре, увеличивает Д /д о 10 % по уровню КСВН < 2 относительно центральной частоты 9,85 ГГц;

формирование в пластине диаметром 70 мм (возбуждаемой в смещенной на половину радиуса точ­ ке) полукруглой щели радиусом 10 мм, дугой в сторону центра, и прямоугольной щели 10x20 мм по другую сторону от точки возбуждения с большей стороной поперек радиуса, увеличивает Д /д о 14 % относительно частоты 11,2 ГГц;

формирование двух прямоугольных щелей размером 5x12 мм (с большим размером вдоль радиуса и расстоянием между ними 1,5 мм) симметрично относительно точки возбуждения, смещенной на 23,5 мм от центра пластины диаметром 77 мм, увеличивают Д /на 17 % относительно частоты 11,15 ГГц.

При более значительных ассиметричных изменениях формы пластины авторам [103] удалось дос­ тигнуть и существенно большего возрастания Д / - до 80 % относительно частоты 7,85 ГГц для конкрет­ ной геометрии МПА, но каких-либо рекомендации общего характера ими не приведено.

По устойчивости получаемых результатов больший практический интерес представляет серия экс­ периментальных работ, в которых увеличение полосы Д/ достигнуто более регулярным и одинаковым способом - формированием в прямоугольной, круглой и треугольной пластинах МПА (/-образной

42

Микропалосковые антенны с увеличенной полосой рабочих частот

щих ее размерах, что облегчает согласование с антенной. В антенне с (/-щелью возникают, как и в МПА с дополнительным пассивным элементом, две близкие по частоте резонансные моды с ДН, подобными ДН антенны без щели н а /= f p3s-

Точка возбуждения МПА с прямоугольной и круглой пластинами находится в геометрическом цен­ тре пластин, в МПА с треугольной пластиной - вблизи точки с нулевым потенциалом для основной мо­ ды Ш ю (исследованы равносторонний треугольник и равнобедренный с углом при вершине 53,9°).

43

Микрополосковые антенны с увеличенной полосой рабочих частот

Геометрия этой МПА (рис. 68) характеризуется следующими размерами, аналогичными указанным на рис. 60: размеры пластины а = 144 мм; Ь = 76 мм; остальные параметры - g = 51,5 мм; w, = 41 мм; M»2 = 17 мм; С] = сг = е\ = ег =3,5 м м ;/ = 12,5 мм; / = 14,5 мм. Точка возбуждения смещена вниз отно­ сительно центра пластины на 2,5 мм. Размер боковых сторон меньшей щели не указан (судя по приве­ денному в [107] рисунку, он равен 24...25 мм).

Зависимости КСВН и входного импеданса от частоты приведены на рис. 69 и 70 (на последнем час­ тотная метка Vt = 1,2407 ГГц, a V2= 1,9405 ГГц). На рис. 71 показаны формы ДН в Я-плоскости (рис. 71,а)

иЕ- плоскости (рис. 71,б);

2)двухслойная МПА с одной [/-щелью на прямоугольной пластине, возбуждаемой Г-образным вибратором, расположенном в воздушном зазоре толщиной s = 5 мм между экраном и подложкой пла­ стины (рис. 72). Вертикальная часть вибратора длины Я = 4,3 мм расположена на линии, проходящей

через середину края пластины, а горизонтальная часть длины L = 13,5 мм параллельна пластине и распо­ ложена в ее плоскости симметрии. Сам вибратор возбуждается 50-омной МП-линией, расположенной на подложке первого слоя с нижней стороны экрана, через отверстие в последнем. Размеры пластины а =

44

тический анализ показал, что при оптимальной согласующей цепи (СЦ) возможно увеличение Д/при­ мерно в 3,9 раза [109]. В общем случае разработка такой СЦ представляет собой довольно трудную не­ линейную задачу синтеза, связанную с выбором топологии цепи. Обзор современных методов решения такой задачи приведен в [110], где отмечено, что наиболее близкие к оптимальным СЦ многозвенные схемы из реактивных элементов без потерь реализуются с помощью так называемого метода реальных частот (МРЧ). В МРЧ максимизируется передаточная функция Т(со) усиления по мощности от генера­ тора к нагрузке в требуемой полосе частот, определенная в виде

,. ____________ 4Rg (co)R„ (со)_________

"(R6 (со) + R„ (со))2 + (Х&(со) +Х и (со))2 '

где Ле(<ы), Хе(ш) - действительная и мнимая части комплексного импеданса генератора Zg = Rg + i Xg, R„(co).X„ (со) - действительная и мнимая части для импеданса нагрузки Zu = R„ + i Хп. Ни аналитическая форма Т(со), ни топология СЦ в МРЧ априори не задаются, они появляются автоматически в результате применения соответствующего численного алгоритма, использующего определение ЛГ8(й)) через Rg(co) с помощью преобразования Гильберта. Это определение однозначно, если Zg(ico) - минимальнореактансная функция. Импеданс нагрузки Z„ может быть представлен данными измерений.

Задача синтеза СЦ решается в два этапа. На первом Rg(co) представляется в виде комбинации ли­ нейных сегментов с неизвестными значениями Rt в точках сок оси со. Тогда в предположении мини­ мального реактанса Zg(co) функция Xg(co) также представляет собой линейную комбинацию неизвест­ ных & , вычисляемых затем из условия оптимальности передаточной функции Т(со). В результате опре­ деляется импеданс Zt (ico). На втором этапе Zg(iсо) аппроксимируется реализуемой рациональной функ­ цией, совпадающей в точках сок с вычисленными значениями (Rg, Х^.

Упрощенный вариант метода МРЧ, не использующий преобразование Гильберта, изложен в [111]. Алгоритм проектирования СЦ в упрощенном МРЧ сформулирован в терминах элементов матрицы

45

Минрополосковые антенны сувеличенной полосой рабочих частот

При неизвестных коэффициентах А($) для оптимизации функции Т(со) используется метод наи­ меньших квадратов с функцией ошибки

г= £(Г(ш *)/Г 0(ш*)-1)2 , k=i

где Г0(й) *) - желаемое усиление на частоте со*; Г(оо*) - значение Т{со) в терминах начальных значений A*; m - число выбранных частот в полосе Af

В результате минимизации функции S определяются поправочные коэффициенты А А* и уточня­ ются значения А* на каждой итерации. Численная устойчивость вычислительного алгоритма синтеза СЦ, структура которого приведена на рис. 77, при |ешл|< 1, (5^1 < 1. |5„|< 1 очень хорошая (число итераций в при­ водимых примерах не более 20). Точность получаемых результатов определяется точностью первичных из­ мерений импедансов Zg(©*), Z„(co*).

46

Микрополосковые антенны с увеличенной полосойрабочих частот

После вычисления окончательного выражения еиСО генерируется соответствующий входной импе­ данс цепи ZBXCU= Л0(1 + еп ($))/(1-еи (.г)), а сама СЦ синтезируется в виде двухвходовой цепи без потерь

с сосредоточенными элементами и резистивным терминалом [113]. Практически СЦ реализуется ис­ пользованием распределенной аппроксимации [114], согласно которой последовательная индуктивность заменяется отрезком линии передачи, параллельная индуктивность - короткозамкнутым шлейфом, а па­ раллельная емкость - разомкнутым шлейфом.

Было найдено, что для МПА лучшие характеристики достигаются с СЦ типа полосового фильтра (ПФ) по причине резонансного характера зависимости от частоты ее импеданса.

Возможны два пути построения цепей ПФ. Один состоит в прямом использовании описанного ал­ горитма с к * 0. При этом обычно необходимо применить трансформатор импедансов. Другим путем, используемым при расчетах является применение и расчет фильтра низких частот с предварительным шунтированием нагрузки индуктивностью Lf для получения полосовой характеристики с нулем по по­ стоянному току. Это осуществляется выбором индуктивности 1р резонирующей с входным импедансом

47

лись соответственно 25 и 3,18 мм, диэлектрические проницаемости - 1,6 и 2,32. Точки возбуждения отстояли от центра пластин на 38 и 2,5 мм, диаметры дисков зонда равнялись 10 и 2 мм, а концентрические зазоры между зондами и пластинами антенн были равны 2,5 и 0,4 мм. Результаты измерения КСВН обеих антенн приведены на рис. 84 и 85, причем измеренные значения относительных ширин полос —15.8 и 13,2 % — оказались больше теоретических оценок 10,9 и 12,3 % , полученных по методу одномодовой резонаторной полости. Видно, что различие расчетных и экспериментально измеренных ширин полос мало для моды ТМ\\

и заметно для моды ГМ21, что связано с выбором расчетной модели.

48

Микрополосковые антенны с увеличенной полосойрабочих частот

Следует отметить также существенное влияние кроссполяризационного излучения на эффектив­ ность т\ антенн с малой (f = 1,06) диэлектрической проницаемостью подложки и поверхностных волн в антенне с £ = 2,32 при одноточечном возбуждении. В упомянутых вариантах МПА значение эффектив­ ности TJ составило 22 % при возбуждении моды ТМ2, и 44 % - при возбуждении моды ТМп (точность этих оценок равна примерно 10 %).

Эффективным способом уменьшения кроссполяризационного излучения и повышения Т] является двухточечное синфазное возбуждение МПА в симметрично расположенных относительно центра пла­ стины точках. Примеры ДН МПА, возбуждаемых в режиме моды ТМп в одной и двух точках, приведе­

ны на рис. 86 и 87. Видно, что при синфазном двухточечном возбуждении и компенсации индуктивно­ сти зондов достигнуто существенное подавление уровня кроссполяризационного излучения, а значение эффективности составило г; = 92 %, что свидетельствует о решающем вкладе кроссполяризационных потерь в общий баланс суммарных потерь.

2.5.М икрополосковы е антенны с подвешенными пластинами

ипространственными переходами

Идея создания искусственных подложек для улучшения характеристик печатных антенн была выдвину­ та в [118], где предложены конструкции печатных излучателей на поперечно-неоднородных подложках, реализуемых либо размещением под пластиной диэлектрических опор с произвольной формой их попе­ речного сечения, либо созданием в сплошном слое диэлектрического материала отверстий различной конфигурации. Поскольку характеристики излучателей в этой работе проанализированы в рамках моде­ ли бесконечных антенных решеток, не рассматриваемых здесь, то остановимся более подробно на по­ следующих исследованиях МПА подобного рода.

Конструкция антенны без подложки, в которой пластина поддерживается на достаточно большой высоте над ЭП (для обеспечения существенной полосы частот) с помощью одной или нескольких ди­ электрических опор и связана с зондами возбуждения в общем случае трехмерными пространственными переходами, была предложена для МПА круговой поляризации в [119] и более детально рассмотрена в разд. 2.7. Аналогичная идея для МПА линейной поляризации реализована в конструкциях с одной ди­ электрической или металлической опорой, исследованных в [120-122].

Поддерживающая пластину опора располагается под областью малого потенциала и при ее диамет­ ре d < 0,l/mln, где /min - наименьший из размеров пластины, не оказывает заметного влияния на входной

импеданс, даже если стержень опоры является металлическим.

Исключение из конструкции МПА подложки повышает эффективность излучения антенны, по­ скольку отсутствуют потери в материале диэлектрика, дает возможность работы с более высокими уровнями мощности и в ряде случаев уменьшает стоимость изготовления, Предлагаемая схема возбуж­ дения совместима с используемыми в волноводной технике конструктивными методами согласования и ей не присуща дисперсия в достаточно широкой полосе частот, поскольку такая схема поддерживает ТЕМ -моду. Кроме того, в подобных конструкциях не воз­ никают поверхностные волны - основной источник “осле­ пления” ДН в сканирующих антенных решетках и не воз­ никают интермодуляционные искажения из-за нелиней­ ных явлений в диэлектрике подложки при больших уров­ нях излучаемой мощности. Указанные достоинства позво­ ляют считать МПА с подвешенными пластинами подхо­ дящими кандидатами для элементов антенных решеток.

Схема МПА с подвешенной квадратной пластиной, возбуждаемой пространственным (3-D) переходом с углом

наклона к ЭП а = 90° приведена на рис. 88. В общем случае угол наклона 3-D перехода а е [0...900] и, как отмечается, проектирование такого перехода является наиболее сложной

49

Микрополосковые антенны с увеличенной полосой рабочих частот

частью разработки МПА. Указанные на рис. 88 геометрические размеры в исследовании [122] имели сле­ дующие значения в миллиметрах: IV =1 = 69,98; Ж =17,78; Ж2 = 3,56; Л = 12.7. Размер А2 не приведен,

50