книги / Обработка радиосигналов акустоэлектронными и акустоопритческими устройствами
..pdfтудгтом, ио и о фазовом споктро сигнала, причем измерения фазы могут быть выполнены также на основе техники ПАВ [3]. Для уменьшения погрешности спектрального анализа целесообразно прнмепять избирательные элементы, импульсная характеристика которых имеет прямоугольную огибающую [1]. Применение филь тров на ПАВ с иеаподизованными эквидистантными преобразова телями позволяет легко выполнять это условие [4].
Линии задержки (ЛЗ) могут быть использованы для построе ния спектроанализаторов на основе гребенчатых фильтров с пе ременными параметрами [5]. На основе простых ЛЗ на ПАВ можно реализовать рециркуляционные спектроанализаторы [6], их разрешающая способность определяется соотношением H N T, где N — число циркуляций, Т — время задержки ЛЗ. Результат
Дисперсионный анализатор спектра с Л 4M гетеродином.
СшМ— смеситель, ГГУ — полосовой усилитель, ДЛЗ — дисперсионная линия задержки
спектрального анализа формируется в непрерывной форме, в ин тервале времени Т при последней — TV-й циркуляции сигнала. Огибающая выходного сигнала несет информацию об амплитуд ном, а фаза — о фазовом спектре исследуемого сигнала. В связи с тем что модуль коэффициента передачи петли обратной связи должен быть близок к единице, к параметрам элементов схемы, образующих эту петлю, предъявляется ряд жестких требований, выполнение которых влечет существенное усложнение конструк ции.
Требования к элементам схемы значительно снижаются для анализатора спектра с гребенчатым фильтром с переменными параметрами на многоотводной линии задержки [7]. Считывание информации здесь также производится за время Т0, равное за держке между соседними отводами. Полоса обзора составляет 1/Г0, а разрешающая способность — i/N 0T0 (N0 — число отводов). Недостатком такого устройства является большое число каналов обработки, в каждом из которых выполняется гетеродинирова ние сигнала.
Дисперсионные линии задержки (ДЛЗ) позволяют реализовать дисперсионные анализаторы спектра (ДАС) [8—10]. ДАС с ЛЧМ гетеродином (рис. 1), называемый в зарубежной литературе процессором, выполняющим ЛЧМ преобразование (chirp-Z-pro- cessor) [9], может использовать устройства на ПАВ [10] для реали зации как ДЛЗ, так и ЛЧМ гетеродина. Для обработки сигналов
в реальном масштабе времени требуется, чтобы полоса пропуска ния ДЛЗ вдвое превышала полосу обзора спектроанализатора. Число элементов разрешения при этом составляет одну четверть от коэффициента сжатия ДЛЗ. Наряду с простотой схемы и кон струкции к достоинствам таких ДАС следует отнести возможность отработки сигналов в реальном масштабе времени, возможность анализа как амплитудных, так и фазовых спектров, непрерыв ность отсчета спектра, а также выполнения как прямого, так и обратного преобразования Фурье. Все это позволяет на основе применения двух пли трех ДАС реализовать простые по конструк ции, малогабаритные, относительно недорогие, экономичные в по треблении энергии устройства для определения функции корре ляции и свертки сигналов [11], перестраиваемые полосовые и режекторные, а также согласованные фильтры [91, регулируемые линии задержки [9], устройства кепстрального анализа [91.
Спектральный анализ импульсов малой длительности посред ством ДЛЗ возможен и без применения ЛЧМ гетеродинирова ния [8]. В этом случае длительность выходного сигнала значи тельно (в корень квадратный из коэффициента сжатия ДЛЗ раз н более) превышает длительность исследуемого радиоимпульса, что исключает возможность анализа в реальном масштабе времени и уменьшает разрешающую способность. Однако схема такого спектроанализатора предельно проста.
Сравнительный анализ рассмотренных аналоговых электрон ных анализаторов спектра определяет области их возможного применения.
Последовательные спектроанализаторы просты, но могут при меняться только в случаях, когда сигнал продолжителен и его спектральный состав неизменен во всех циклах перестройки ге теродина, требуемых для выполнения обработки.
Параллельные анализаторы спектра выгодно применять при относительно небольшом числе элементов разрешения (до сотнн) для обнаружения сигналов и их выделения одним пли несколь кими частотио-избирательными элементами с целью последующей обработки, а также в тех случаях, когда результат спектрального анализа должен быть получен после окончания исследуемого радиоимпульса или выборки из продолжительного сигнала с ми нимальной задержкой [12], что обусловлено возможностью одно временного съема информации со всех частотно-избирательных элементов.
Рециркуляционный анализатор спектра, имеющий существен ные ограничения в увеличении полосы обзора и сложный в реали зации, представляется неперспективным.
Спектроанализатор с применением многоотводной ЛЗ при числе элементов разрешения до нескольких десятков может быть использован для исследования спектров перекрывающихся во времени выборок из продолжительных сигналов.
Применение ДАС с ЛЧМ гетеродином целесообразно во всех случаях, когда воспроизведение спектра после окончания действия
исследуемого радиоимпульса пли выборки из продолжительного сигнала должно быть выполнено за время, равное длительности указанпъгх радиоимпульсов пли выборок, а также для простроения на основе ДАС корреляторов, перестраиваемых фильтров, регули руемых линий задержки, устройств кепстрального анализа и других устройств, которые могут быть реализованы на основе
выполнения прямого и обратного преобразований Фурье. |
||
ДАС без ЛЧМ гетеродина предельно просты в реализации. |
||
Их |
область применения — спектральный |
анализ одиночных и |
редко повторяющихся импульсов малой |
длительности. |
|
В |
заключение отметим, что возможности применения аналого |
вых электронных спектроанализаторов могут быть расширены за счет включспия на их входе перестраиваемых аналоговых или цифровых преобразователей временного масштаба. На основе такого сочетания обеспечивается построение устройств, обладаю щих гибкостью в отношении перестройки параметров (полосы обзора и длительности обрабатываемых сигналов), свойственной
цифровым |
спектроанализаторам. |
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
ЛИТЕРАТУРА |
|
|
|
||
1. |
X а р к е |
и и ч |
А. А. Спектры п анализ. — М. : ГИФМЛ, 1962. — 236 с. |
|||||||
2. |
М ю л л о р, |
Г у д и и и. Широкополосный |
приемник со |
сжатием |
им |
|||||
|
пульсов для разводки в сантиметровом диаиазопс воли. — Зарубежная |
|||||||||
3. |
радиоэлектроника, 19G3, № 6, с. 29—44. |
|
|
|
||||||
3 а и у з о в |
С. А., |
К и р ю х и и |
А. М. Устройство измерения сдвпга |
|||||||
|
фаз радиоимпульсов на ультразвуковых поверхностных волнах. — Изв. |
|||||||||
4. |
вузов СССР. Приборостроение, 1975, т. 18, № 5, с. 115—118. |
Па |
||||||||
Ж у к о в В. А., |
К о н о в а л о и а Л. Л., |
С и р о т и н |
Г. Ф. |
|||||||
|
раллельный анализатор спектра, использующий блок фильтров на по |
|||||||||
|
верхностных акустических волнах |
Функциональные акустические уст |
||||||||
|
ройства обработки сигналов. Межвузовский сборник / ЛИАП—ЛЭТИ. — |
|||||||||
5. |
Л ., 1978. — Вып. 124, с. 73—77. |
|
фильтры. — М.: Советское |
|||||||
Ф и п к е л ь ш т с ü п М. И. |
Гребенчатые |
|||||||||
6. |
радио, 1969. — 320 |
с. |
|
|
|
|
|
|||
С о л о в ь е в |
И. В., С в н р н д с н к о С. С. Новые методы спектраль |
|||||||||
7. |
ного апалнза. — Зарубежпая |
радиоэлектроника, 1961, № 8, с. 3—36. |
||||||||
P a t e n t |
USA N 302G475. |
Frequency scanning filter |
arrangement / |
|||||||
|
S. Applebaum. — C l.324—77, field Jan. 13,1958; Published March 20, |
1962. |
S.T в c p с к о ii В. II. Дпспсрснонно-врсмсиныо методы нзмерений спек тров радиоимпульсов. — М. : Советское радио, 1974. — 240 с.
9. |
Д ж е к М. А., Г р а п т П. М., К о л л и н з Д. X . Теория, проекти |
||
|
рование п применение фурье-процессоров на поверхностных акустиче |
||
|
ских волнах. — ТИИЭР, 1980, т. 68, № 4, с. 22—43. |
|
|
10. |
К и р го х п п А. М., М о с к а л с ц О. Д ., |
У л ь я н о в |
Г. К. Дис |
|
персионный анализатор спектров видео- и |
радиоимпульсов. — Труды |
|
|
Ленинградского института авиационного приборостроения, |
1969, вып. 64, |
с. 40—52.
11.А. с. 514300 (СССР). Аналоговый анализатор сигналов / В. А. Жуков, А. М. Кирюхин, О. Д. Москалсц, Г. К. Ульяпов. — Заявл. 30.12.1974,
№ 20899099/18—24; Онубл. в Б. И., 1976, № 18.
12. G r o v e r R. К. ЕСМ against advanced radars. — Signal, March 1978, p. 1 0 -1 3 .
АКУСТИЧЕСКОЕ ПОЛЕ ВЕЕРНОГО ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ ПОВЕРХНОСТНЫХ ВОЛН
Разнообразие характеристик микроволновых акустических устройств обусловлено применением многоэлектродных электро акустических преобразователей, расположенных па поверхности пьезоэлектрической подложки и служащих для возбуждения в ней и приема акустических поверхностных воли. Количество электродов в преобразователях, их конфигурация, взаимное расположение и способы электрического соединения электродов между собой определяют основные характеристики акустических устройств»
Широкое применение получили преобразователи, состоящие из системы параллельных электродов [1], которая формирует в пре делах апертуры преобразователя практически однородное акусти ческое поле поверхностной волны. Акустическое поле, формируе мое системой непараллельных электродов, оказывается неодно родным, так как при фиксированной частоте возбуждения акустический синхронизм наблюдается не по всей апертуре преобра зователя (как у системы параллельных электродов), а лишь на небольшом ее участке, на котором интервалы между электродами кратны половине длины акустической поверхностной волпы. При изменении частоты возбуждения акустический сппхронпзм наблюдается на другом участке апертуры. Поскольку интенсив ность излучаемой преобразователем поверхностной волны суще ственна только в области акустического синхронизма, то подоб ный преобразователь формирует акустическое црле в виде узкого луча, ось которого параллельно смещается по апертуре преобра зователя при изменении частоты возбуждения [2]. Это явление напоминает направленное излучение п сканирование антенны, однако оно проявляется только в ближней зоне электроакустиче ского преобразователя.
В настоящей статье исследуются параметры акустического поля поверхпостиой волны, возбуждаемой двухфазным многоэлектродным преобразователем веерного типа в изотропной под ложке. В качестве модели преобразователя принята такая, в ко торой каждый электрод является элементарным источником плоской волны, а акустическое поле всего преобразователя — сум мой воли от элементарных источников. Расположение электродов, их нумерация и полярность, а также используемые системы ко ординат показаны па рис. 1, а.
Уравнение плоской волны, возбуждаемой элементарным /г-м
источником в координатах хп, уп для п > 0, |
имеет вид |
(—l)NA0cos(ü)0f — kyn), |
(1) |
где (I)Q и ïc — соответственно круговая частота и волновое число, А о — амплитуда колебаний.
Йосле преобразований системы координат и суммирований всех волн от N .пар элементарных источников с учетом их фазировки можно определить мгновенное значение акустического поля преобразователя:
N
Ъ(х, у, 0 = 2 (—1)” -^0COS (сд0Л+ Л?Я5sin ^ — Ay cos —
t / = i
—N
— 2 (~ 1)л cos (cù0f + bx sin Чп“ by cos ?■) = ii——l
N
= 2 (—2i4«) (—*)" sin an sin‘(oj0t — ft,). (2)
«=i
Функций b (x, y, i) определяет акустическое поле преобразо вателя в виде суммы, состоящей из N плоских неоднородных волн*
Рис. 1. Расположение, полярность электродов веерного преобразователя (а)
и диаграмма направленности при у= 0 (б).
фазовые фронты которых параллельны оси Ох, а амплитуды за висят от координаты я. Очевидно, что подобная сумма образует также неоднородную волну с амплитудой В (х, у), различной в раз личных точках пространства. Наибольшие из возможных значе ний амплитуды суммарной волны не могут превышать величины 2A 0N, соответствующей синфазному сложению волн от всех N пар элементарных источников. Поэтому для определения пара-
метров акустического поля веерпого преобразователя целесооб разно ввести функцию D (.г, у)—В (х, y)I2A0N , равную нормиро ванной амплитуде суммарной волны, и рассматривать ее в каче стве соотношения, определяющего дпаграмму направлеипостп преобразователя.
Из формулы (2) следует, что
D (*. v)— ~iÿj/" ^2 |
(—I)”sin °»cos P«j + (2 |
sin “»sin P» |
где |
an = kx sin <pn, prt = ky cos <ря. |
(3) |
Распределение амплитуд волнового поля вдоль оси симметрии преобразователя (по линии у = 0) с учетом того, что cospll= l > a sin Ря = 0, определяется соотношением
Я(*. 0) = у |
(-1)" sin <з„ |
которое может быть равно 1 в некоторых точках х = хш лишь при выполнении следующих уравнений:
кхтsin ?п = (2 ^ -1 ) у , п = 1, 2, 3, |
/V. |
(5) |
Уравнения (5) являются, следовательно, условием возникновения акустического синхронизма для преобразователя веерного типа и определяют взаимное расположение его электродов. При выполне нии (5) аргументы синусов в сумме (4) оказываются кратными, т. е.
ап= (2/1— 1 ) у ^ ,
поэтому сумма (4) может быть сведена к сумме геометрической прогрессии и принимает вид
|
|
|
sin 2Na |
> где |
|
1Z х |
|
||
|
D (ж, 0) — 2/у |
cos а |
а |
2 х1П |
( б ) |
||||
Главные максимумы |
функции D (x , 0) |
имеют |
место |
при а = |
|||||
= тс/2 (2т — 1), |
где т = 1, 2, |
3, . |
. т. е. при х = |
х1П— х1 (2т — 1). |
|||||
Положение |
первого |
главного |
максимума (т = |
1) определяется |
|||||
координатой |
xv |
которая может быть вычислена из соотношения (5) |
|||||||
при условии |
малости |
угла |
раскрыва веера |
<р в |
следующем виде: |
||||
|
|
|
Xl^ |
|
~~^)’ |
|
|
|
где X — длина акустической поверхностной волны, излучаемой элементарным источником; ср — угол раскрыва веера в радианах.
Положенно второго главного максимума функции D (х, 0), соот ветствующего /тг = 2, определяется координатой
ЗХ |
|
х%^ 2<р |
Н» |
а интервал между х± и х21 равный максимальной апертуре пре образователя с однолучевой диаграммой излучепия (рис. 1, б), мо жет быть вычислен как
X = xî - x 1 = |
^ ( 2 N - l ) . |
(8) |
Ширина главных лепестков |
функции (6) на уровне около 0.5, |
т. е. ширина акустического луча, как это следует из формулы (6),
равна |
Xi |
I |
|
|
Д.т = |
(9) |
|||
N |
со ’ |
|||
что в 2N — 1 раз меньше апертуры преобразователя. |
|
|||
Таким образом, вблизи оси |
веерного преобразователя |
акустиче |
ское поле формируется в виде узкого луча, ширина которого может составлять несколько длин волн.
Распределение амплитуд волнового поля веерного преобразо вателя вдоль лппий х = х т, перпендикулярных к оси симметрии преобразователя и соответствующих главным максимумам функ ций (3) и (6), может быть найдено, если учесть, что при выпол нении условия акустического синхронизма (5) (—1)” sin ая= —1 при любом 7?.. Поэтому соотношение (3) приобретает вид при х —хт
D K i
где |
Pn |
In — 1 |
1 |
|
2kxm |
J |
|
||
|
|
|
||
Эта |
зависимость для |
преобразователей с |
iV = ll (ср=17°) |
и |
N = 20 |
(ср=30°) представлена на рис. 2. |
|
|
|
Таким образом, амплитуда колебаний волнового поля умень |
||||
шается по мере удаления |
от оси симметрии преобразователя, |
и |
это уменьшение тем существеннее, чем больше угол раскрыва веера.
Расстояние от оси преобразователя до точки пространства, в которой значение главного максимума волнового поля умень
шается до уровня 0.7, можно |
оценить по следующей формуле: |
У |
4Х |
( 10) |
|
|
7 |
Распределение амплитуд волнового поля, заданное формулой
(3) и условием (5) вдоль прямых линий, параллельных оси сим метрии преобразователя, было рассчитано на ЭВМ и представлено в виде графиков на рис. 3 для х, близких к хх.
Расчеты показали, что по мере удаления от осп преобразова теля ширила акустического луча постепенно расширяется, а иитенсивность поля в его центре уменьшается. На больших рас стояниях от оси (у Y) акустическое поле приобретает прибли зительно равномерный характер.
С целью проверки результатов расчета были произведены изме рения амплитуды акустического поля веерного преобразователя
fil h
Рис. 2. Зависимость амплитуды волпового ноля в главном максимуме от рас стояния до оси веориого преобразователя.
а — JV= 11, 9=17°; б — N = 2 0 , 9=30°.
Рис. 3. Распределение амплитуд волнового поля на различных расстояниях от оси веерного преобразователя.
(7V= 11, <р=17°), нанесенного па подложку из ниобата лптия. Приемным преобразователем служил точечный проволочный щуп, который мог быть расположен в любой точке на поверхности под ложки. Было измерено распределение амплитуд волнового поля веерного преобразователя на частоте 9.5 мГц на расстояниях 17 и 37 мм от осп преобразователя. Измерения подтвердили, что вблизи преобразователя его акустическое поле представляет со бой луч, шириной около 2 мм, что удовлетворительно согласуется с расчетными формулами. При удалении от оси преобразователя акустический луч расширяется с одновременным уменьшением его интенсивности.
|
|
|
|
ЛИТЕРАТУРА |
|
|
1. |
К а р н н с к и й |
С. С. Устройства обработки сигналов па ультразвуко |
||||
|
вых поверхностных волпах. — М. : Советское радио, |
1975. — 175с. |
||||
2. |
К а р р о - Э с т |
А. Б ., |
П о л я к о в |
В. В ., |
Р о ж д о с т в е п- |
|
|
с к и й А. Н. |
Направленность излучения веерного встречно-штыревого |
||||
|
преобразователя поверхностных акустических волн. — Акустический жур |
|||||
|
нал, 1981, т. |
27, |
вып. 4, |
с. 620—623. |
|
|
ВОЗМОЖНОСТИ ПОСТРОЕНИЯ УСТРОЙСТВ, ВЫПОЛНЯЮЩИХ ПРЕОБРАЗОВАНИЕ МЕЛЛИНА, НА ОСНОВЕ ПАВ-КОМПОНЕНТОВ
В последние годы проводятся исследования оптических систем опознавания образов, построенных на основе применения преоб разования Меллниа [1]. Их цель — обеспечение возможности автоматизированной идентификации сигналов, различающихся масштабом. Она достигается благодаря тому, что модуль сигнала, полученного при выполнении преобразования Меллина над вход ным сигналом, инвариантен к масштабу последнего. Исследова тели оптических систем воспользовались тем обстоятельством, что преобразование Меллина с удачной простотой приводится к преобразованию Фурье с предшествующим изменением масштаба времени входного сигнала по закону натурального логарифма. Это позволяет реализовывать устройства, выполняющие преобра зование Меллниа, па основе когерентных оптических спектро анализаторов.
Тем не менее представляет интерес постановка вопроса о воз можности построения подобного устройства с высоким быстро действием для обработки одномерных временных сигналов s (t) на основе электронных приборов и компонентов на поверхностных
акустических |
волнах (ПАВ). |
В работе |
[1 ] преобразование Меллина, представляемое в виде |
|
00 |
|
U (и) = \ s (t) |
|
О |
при замене переменной t на £=ln t приводится к форме преоб разования Фурье
00 |
|
М (ц) = j « (e x p ^ e -^ d Ç . |
(1) |
Это выражение может быть представлепо в виде
|
со |
|
М (со) = |
lu a J s [ехр (у In л)] Q~J{aydy% |
(2) |
где у = loga t — время, |
Ü)= U In а — частота, а — положительное |
число.
Таким образом, для выполнения преобразования Меллина над временным сигналом s (£) может быть применен спектроанализа тор, подключенный к выходу преобразователя временного мас штаба (ПВМ), выполняющего логарифмирование временного па раметра сигнала s (t) по произвольному основанию а логарифма.
Пусть имеются два сигнала: sx (t) и s2 (2)=$! №)• Тогда в ре зультате выполнения над ними преобразования Меллииа вида (2) получим соответственно
Mi (ш) = J si [exp (у Jii л)J |
(3) |
00 |
|
Mo (ÜJ) = J s2 [exp (î/ lu a)] e~j°itJdy — е-/ш1°е«7,:Л/1 (со). |
(4) |
— 00 |
|
Отсюда следует, что результаты M L (со) и М 2 (со) выполнения преобразования вида (2) над сигналами st (t) и s2 (t), различаю-
Рис. 1. Устройство, выполняющее преобразование Меллииа.
I — преобразователь временного масштаба, II — дисперсионный анализатор спснтра. ГИЗ — генератор импульсов записи, ГИС — генератор импульсов считывания, ПУ — полосовой усилитель, Д — детектор, С — синхронизатор.
щимися временным масштабом, отличаются друг от друга лишь фазовым членом.
Выбор соответствующего основания а логарифмирования по зволяет обеспечить технически реализуемый режим работы ком плекса «ПВМ — спектроанализатор», т. е. обеспечить соответ ствие параметров входных сигналов (длительность, ширина спек тра, величина изменения масштаба), с характеристиками ПВМ (объем памяти, быстродействие) и спектроанализатора (полоса обзора, длительность обрабатываемых сигналов).
С целью проверки возможности аппаратурной реализации преобразования Меллииа был разработан макет, структурная схема которого приведена на рис. 1. Входящий в его состав ПВМ построен по схеме, в соответствии с которой информация о вход-