книги / Основы радиоэлектроники
..pdfПринципиальная схема уси |
|
|
|
||||
лителя радиочастоты на поле |
|
|
|
||||
вом |
транзисторе |
изображена |
|
|
|
||
на рис. 5.29. |
|
|
|
|
|
||
Она содержит контур LCRK |
|
|
|
||||
нагрузки, разделительные кон |
|
|
|
||||
денсаторы СР1, Ср2, элементы |
|
|
|
||||
выбора рабочей точки R 3, Л4, |
|
|
|
||||
Си. В диапазоне рабочих частот |
|
|
|
||||
сопротивлением емкостей Ср1, |
|
|
|
||||
Ср2 и Сн можно пренебречь. |
|
|
|
||||
С |
учетом входного |
сопро |
Rbx2 и его |
входной емкости |
|||
тивления |
следующего |
каскада |
|||||
х2 эквивалентная схема усилителя изображена на рис. 5.30. |
|||||||
Здесь: ZBXl— входное сопротивление полевого транзистора, |
|||||||
|
|
/?вых— его выходное сопротивление, |
|
|
|||
|
|
Z„— сопротивление контура, |
|
|
|||
|
|
С,ых— выходная емкость транзистора и емкость мон |
|||||
|
|
тажа. |
|
|
|
|
|
Коэффициент усиления такого усилителя равен: |
|
||||||
|
|
|
|
тУ Улихм |
С7 |
|
|
|
|
|
|
Л ---у.---= — |
|
|
|
где |
|
|
|
I'BXM |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
5 — |
T + R— |
— |
byco(C„2 + C BMX + C ) = l |
+ J — |
— I- |
|
|
^ н э |
л вых |
л вх2 |
|
-*'н |
■В'вых |
•*'вх2 |
+7© (Свх2 + СВЬ1Х+ С).
Эквивалентное сопротивление нагрузки ZH3 определяется со противлением контура Z„, а также внутренним сопротивлением транзистора Лвых и входным сопротивлением следующего каска
да RBX.
Суммарная емкость нагрузки равна:
Q= C+ Свых + Св%2,
аактивная проводимость:
G= |
1 |
R., |
|
где RK— резонансное сопро |
|
тивление контура (см. § 2.6). |
|
Лвы, и Rbx2 шунтируют кон |
|
тур LC и уменьшают сопро |
|
тивление нагрузки на резо |
|
нансной частоте сорез. |
Рис. 5.30 |
При отклонении от резонанс-
нои частоты сорез= |
1 |
модуль |
|
y/LCz
импеданса уменьшается, и мо дуль коэффициента усиления па дает. АЧХ усилителя приведена на рис. 5.11.
Полоса пропускания Дсо= = со2в—со2м усилителя определя ется эквивалентной добротно
стью нагрузки Qz = ~ ’Ct и фор-
G
мулои:
Дсо 1
"Qz
В усилителях радиочастоты на би полярных транзисторах для уменьше ния шунтирования контура LC вы ходным сопротивлением транзистора Лвы, используют «неполное» включе ние контура (рис. 5.31). В этом случае транзистор подключается к части ка тушки индуктивности и слабо влияет на резонансные свойства нагрузки, ее добротность Qx и полосу До.
Неполное включение можно ис пользовать и для ослабления шунти рующего действия входного сопро тивления RBXl следующего каскада.
При использовании связанных контуров АЧХ усилителя оказывается близкой к идеальной П-образной ха рактеристике (рис. 5.32). Такие усили тели широко используются в высоко качественных радиоприемниках для
усиления промежуточной частоты. Поэтому они и носят название «усилители промежуточной частоты». Принципиальная схема та кого усилителя с неполным включением биполярного транзисто ра и следующего каскада приведена на рис. 5.33.
§ 5.7. Усилители мощности
Выходными каскадами в радиоприемниках, телевизорах, элек тропроигрывателях и ряде других устройств являются усилители мощности. Выходная мощность Рвых таких усилителей находится
в пределах от долей ватта до нескольких киловатт и сравни ма с мощностью питания Рпит, подводимой к активному нели нейному элементу (транзисто ру, электровакуумной лампе) от источника постоянного то ка. Важными характеристика ми усилителя мощности явля ются коэффициент полезного
действия л = Рвых/Лшт и коэффициент гармоник Кг, рассмотрен ный в § 4.2. В современной высококачественной аппаратуре Кг не превышает долей процента, в низкокачественной достигает 10% -15% .
Наиболее простым усилителем мощности является однотакт ный усилитель, изображенный на рис. 5.34. Если заменить тран зистор схемой замещения, то получим эквивалентную схему вы
ходной цепи усилителя (рис. 5.35). |
|
||||
Сопротивление нагрузки RH— гром |
|
||||
коговорителя, акустической |
систе |
CJ9 |
|||
мы (колонки) и т. д.— обычно мно |
|||||
|
|||||
го |
меньше выходного |
сопротивле |
|
||
ния |
/?вых транзистора |
или |
лампы |
|
(/?Вых~ 10 кОм, см. § 3.4). Например, стандартное сопротивление акусти ческой системы равно 4 Ом.
Чтобы максимальную энергию усиленного сигнала передать от транзистора в нагрузку, надо осуществить согласование по мощности— сделать равными выходное сопротивление тран зистора Явых и пересчитанное сопротивление нагрузки, вклю ченной через согласующий трансформатор (см. § 5.2). Посколь ку потери энергии в трансформаторе очень малы, можно считать, что вся мощность сигнала, поступающего на вход трансфор матора Pci = V l%J R BX, равна мощности сигнала на сопротив лении нагрузки РС2 = и1ыхм1Ям. Отсюда имеем, что входное со
противление трансформатора равно RBX= RM n 2, где п = - ^ - = ^выхм
= A^I/A^2 — коэффициент трансформации трансформатора, N {— число витков Первичной обмотки, N2— число витков вторичной обмотки.
Для согласования необходимо выполнение условия:
Ръых Рвх Ям *И
Отсюда можно определить требуемый коэффициент трансфор мации:
^\/Я Вых/Ям .
Чтобы рассматриваемый усили тель работал с малыми нелиней ными искажениями, надо выбрать рабочую точку на линейном участке проходной характеристи ки транзистора /вых (мвх), т. е. на таком участке, который можно аппроксимировать отрезком пря мой (рис. 5.36). В этом случае приращение тока А/к будет соот ветствовать приращению напря жения Амвх, т. е. AiK= SAuBXи уси ление сигнала будет происходить
практически без искажений. Однако постоянная составляющая тока коллектора /ко в этом случае велика, как и мощность, получаемая от источника питания РП1ЛТ~ Е Пю /ко, и соответствен но мал КПД.
Этот режим работы нелинейного элемента (транзистора) на зывается режимом класса А.
Значительно большее значение КПД при малых нелинейных искажениях — малом коэффициенте гармоник Кг— можно полу чить в более сложной схеме усиления мощности— двухтактной схеме, содержащей два одинаковых транзистора одного типа р-п-р ИЛИ /7-/7-Л2 (рис. 5.37).
Схема содержит два трансформатора со средними точками. Трансформатор Трь осуществляет подачу усиливаемого напряже ния на транзисторы в противофазе, когда к базе транзистора VTi приложен «+ » относительно земли, к базе УТ2 приложен «—». При этом VTi открыт, VT2— закрыт (транзисторы п-р-п типа). Трансформатор Тр2 является согласующим.
Рабочая точка выбирается с помощью сопротивлений R u R2 и эмиттерных сопротивлений R3и емкостей Сэ таким образом, чтобы при отсутствии сигнала постоянное напряжение ибэ на каждом транзисторе было равно нулю, и постоянный ток /кэ че рез каждый транзистор не протекал. При подаче переменного
напряжения ивх— тран зисторы работают по очередно — один закрыт, другой открыт, а в вы ходной обмотке транс форматора Тр2 течет гармонический, неиска женный, ток (рис. 5.38). Этот режим работы транзисторов называет ся режимом класса В. При подаче входного
сигнала через |
оба транзис |
|
тора протекают постоянные |
|
|
составляющие коллекторно |
|
|
го тока /«о, однако мощность |
|
|
питания Рпнт такого усили |
|
|
теля невелика, а КПД мно |
|
|
го больше, чем КПД прос |
|
|
тейшего однотактного уси |
|
|
лителя (рис. 5.34) и достига |
|
|
ет 50%. |
|
|
В специальной литерату |
|
|
ре различные режимы рабо |
Рис. 5.38 |
|
ты активных |
элементов — |
транзисторов и ламп— характеризуют углом отсечки 0 = соАг, где О— рабочая частота; At— половина той части периода, в течение которой через активный элемент протекает ток.
Врежиме класса А ток протекает через активный элемент
втечение всего периода Т = 2л/со, т. е. отсечки нет. Следователь
но, Af = ^, 0 = я=18Оо (рис. 5.39а).
В режиме класса В ток протекает половину периода, отсечка
есть, At = Г/4, 0 = ^ = 9ОС(рис. 5.396). В ряде случаев используют
режимы класса АВ 90° <0<18О° (рис. 5.39в) и класса С 0<9О° (рис. 5.39г).
Недостатком двух тактных схем с трансфор- м ато р ам и — входны м
ивыходным— является наличие двух трансфор маторов — громоздких
идорогих элементов уси лителя. Кроме того, трансформаторы с ферро магнитным сердечником вносят дополнительные нелинейные искажения сигнала и потери его мощности. Поэтому в со
временных приемниках и усилителях широкое применение получили бестрансформаторные схе мы. В некоторых усили телях нагрузка подклю чается к транзистору
усилителя через эмиттерный повторитель, и с его помощью осуществляется довольно хо рошее согласование по мощ ности, поскольку выходное со
противление RBttxx l / S |
эмит- |
терного повторителя |
мало |
(§ 5.9). При |
|
5«50мА/В, RBbtxzz20 Ом.
В последние годы широкое использование получили двухтакт ные бестрансформаторные усилители на комплементарных парах транзисторов. Такая пара содержит транзисторы р-п-р и п-р-п с близкими параметрами. Упрощенная схема такого усилителя изображена на рис. 5.40. Между базами и эмиттерами обоих транзисторов приложено одно и то же входное напряжение. Если потенциал точки А положительный, а точки В— отрицательный, то транзистор VTt открыт, и ток iKl через VTX течет через сопротивление RMслева направо. Когда через половину периода потенциал точки А станет отрицательным относительно точки В,
откроется транзистор VT2, и ток /к2 потечет через |
R„ справа |
налево. Транзисторы работают поочередно, и токи |
и /к2 отлич |
ны от синусоид, однако ток / через сопротивление нагрузки RHесть разность токов /к, и /к2, и этот разностный ток синусои дален.
При отсутствии сигнала через транзисторы протекают оди наковые постоянные точки /к0, которые на сопротивлении R„ вы читаются, и общий ток через R„ равен нулю.
В рассмотренной схеме оба транзистора работают по схеме с общим коллек тором, как и в схеме эмиттерного повторителя. Это облегчает согласование по мощности нагрузки с выхо дом усилителя.
Простейшая реальная схема двухтактного бестрансформаторного усилителя приведена на рис. 5.41.
§ 5.8. Обратные связи в усилителях
Обратные связи в усилителях— это подача части выходного сигнала на вход усилителя; напряжение обратной связи может зависеть или от выходного напряжения, или от тока в нагрузке,
или от выходного напряжения и тока в нагрузке вместе. В соот ветствии с этим принято различать:
1)обратную связь по напряжению (рис. 5.42);
2)обратную связь по току (рис. 5.43);
3)смешанную обратную связь (рис. 5.44).
На рис. 5.42 напряжение обратной связи кос пропорционально напряжению на выходе усилителя:
^ОСМ 0^ вы х м •
Величина 0 называется коэффициентом передачи цепи обратной
связи, в общем |
случае 0— величина комплексная. |
|
На рис. 5.43 |
напряжение обратной связи й ос пропорционально |
|
току нагрузки |
. |
_ . . . |
|
^ о с м |
Р ^ с в ■* НМ 1 |
где ZCB— сопротивление связи. На рис. 5.44 напряжение обратной связи пропорционально и току в нагрузке, и выходному напряжению:
£Л>см —^(^ выхм+ ZCB /нм)-
1
Ч ] |
и. |
Усилитель |
|
|
|
2 |
|
з 1 |
J |
Цепь обратной |
|
|
|
связи |
Рис. 5.42
Ч | ’ |
Ч |
, |
, 1 |
Усилитель |
2 |
|
|
т 1 |
|
Цепь обратной
• J |
связи |
Рис. 5.43
и•
Ыч , УсилительI
Цепь обратной связи
— I — |
° . |
( У " |
\ ивы,н |
--------- 4------------- |
О |
2СВ Z" \йаы*м
Ч = Ъ
гсв v
—th - X
На рис. 5.42, 5.43, 5.44 напряжение обратной связи вводится во входную цепь последовательно с входным напряжением, и пото му такие усилители называют усилителями с последовательной обратной связью.
Если же напряжение обратной связи 0 ОСМподается на входные зажимы непосредственно, такие устройства называются усилите лями с параллельной обратной связью (рис. 5.45).
Рассмотрим работу усилителя при наличии последовательной обратной связи по напряжению (рис. 5.42).
В соответствии со вторым законом Кирхгофа для входной цепи усилителя обратной связи можно записать: м12 + Й2з+ «з1=0,
отсюда й„ + йос = —Й31 • Отсюда |
|
^»М+ U0CM= UynpM, |
(5-3) |
где UBXM— комплексная амплитуда входного напряжения, £/упрм— комплексная амплитуда управляющего напряжения на входе транзистора.
При отсутствии обратной связи, когда точки 2 и 3 замкнуты,
Uoeм = 0 и t/BXм —Uynpм •
Однако при наличии обратной связи С/упрм определяется и вход ным напряжением 0 ВХм, и напряжением обратной связи (см. 5.3):
^вх м ^упрм |
м |
Коэффициент усиления усилителя |
без обратной связи равен |
К = U.‘“l“, а при наличии обратной связи коэффициент усиления
^упр м
определяется иначе:
j j r __ ^ВЫХ М __ |
й в ы х м |
__ |
^вых м |
|
ос~ и |
~ и |
—и |
~~ и |
—ви |
и вх м |
^ упрм и осм |
^ упрм К'-'вых м |
Разделив числитель и знаменатель на 0 упрм, получим:
__ ^ вы хм /^ упрм __ К
0С-1-^.ы,м/£>,прм_ 1 -М
Если 0/£>О, то обратная связь называется положи тельной, если 0/(<О, то — отрицательной.
Поскольку $К =~°°Н, ^унр м
при положительной об-
ратной связи $К= Uac" >0 ^упрм
иUOCM находится в фазе
суправляющим напряже
нием С/упрМИз (5.3) имеем:
^ у п р М
|/foc|,|/C|
Цщ* м
U o c М “ b U B X м 1-рл:'
Поэтому управляющее напряжение С/упрм больше С/вхм в ------
1— раз. Коэффициент усиления усилителя с положительной обрат
ной связью Квс оказывается больше К также в |
1 : раз. При этом |
|
1—рл:1 |
неравномерность АЧХ усилителя увеличивается, а полоса пропус
кания— падает (рис. 5.46). При Х0 -»• 1 —!-— ►оо, а это означает, 1—р/т
что на выходе имеется сигнал при отсутствии сигнала на входе (С/вхм = 0), т. е. усилитель стал генератором, что недопустимо. Увеличение напряжения Uynрм приводит к росту нелинейных ис кажений, поэтому положительная обратная связь в усилителях, как правило, не используется. Эта связь используется при созда нии автогенераторов (см. главу 6).
Широко используется в усилителях отрицательная обратная связь. В этом случае 0£<О и
00 l + |0tf|'
Коэффициент усиления усилителя с отрицательной обратной связью становит ся меньше, однако, нерав номерность АЧХ уменьша ется, а полоса пропускания увеличивается (рис. 5.47).
Рассмотрим следующий пример. Пусть к ааж( / 1)=
= 100, |
a K (f2)= 51: |
вводим |
цепь отрицательной обратной |
связи |
р = 0,01. Теперь |
перепад |
усиления уменьшился с 2 до |
1,5 т. к. |
|
|
|
|
|
100 |
51 |
|
ш = |
1+0,01 100= 50; * ос.(/2) = ^ = 34, |
т. е. уменьшились частотные искажения усиливаемого сигнала. При отрицательной обратной связи напряжение иос находится в противофазе с иупр
^ о с |
0 - ^ ^ у п р |
I |
^ у п р |
и со входным напряжением: |
|
|
|
|
__йвх$К_ |
йвх\№\ |
|
ос |
\ - $ К |
1 4- 10АГ| ’ |
|
Поэтому йуПр= йвх иос меньше ивх. |
Этим и объясняется умень |
шение коэффициента усиления усилителя с отрицательной об ратной связью. Уменьшение мупр приводит к уменьшению не линейных искажений в усилителе. В качестве примера рассмот рим возникновение отрицательной обратной связи при отсутст вии емкости Сэ в схеме резисторного усиления (рис. 5.13).
Схема такого усилителя с обратной |
связью |
приведена на |
||||
рис. 5.48. Для этой схемы йвх = иупр + йЯз. Если между |
точками |
|||||
|
А и «земля» приложено пере |
|||||
|
менное |
напряжение, |
которое |
|||
Rp |
в данный |
момент |
времени |
|||
сильнее открывает транзистор, |
||||||
|
||||||
|
то ток iKчерез транзистор воз |
|||||
|
растает, |
увеличивается напря- |
||||
|
жение на R 3: URM = U0CM= iK- R 3 |
|||||
|
(/«— амплитуда переменной со |
|||||
|
ставляющей тока /*), а управ |
|||||
|
ляющее напряжение иупр оказы |
|||||
|
вается меньше ивх: |
|
||||
|
|
Пупр |
Мвк |
Мос, |
|
Обратная связь здесь после довательная, по току. Из-за то го, что реальный источник питания имеет ненулевое внутренее
сопротивление, могут возникнуть положительные обратные свя зи при создании многокаскадных усилителей. Эти связи могут привести к самовозбуждению усилителя. Для борьбы с этими связями надо уменьшить протекание переменных токов через источник питания с помощью фильтров /?ф • Сф. Примеры таких фильтров изображены на рис. 2.16, 2.25.