книги / Основы радиоэлектроники
..pdfпри Aw>0 Д/<0 и /?ДИф<0, т. е. тун нельный диод при некоторых напряже ниях смещения обладает отрицатель ным дифференциальным сопротивле нием. Лд„ф позволяет описать мощность малых сигналов Рс. Пусть
а |
/ ч |
г г |
а • |
UI cos (at |
Au(t)= U l cos со/, тогда |
Д/ = |
--------- |
||
и |
Pc=Au(t)-Ai(t)=U 1/2./?Д11ф. |
^диф |
||
При |
||||
ЛДИф>0 |
мощность сигнала Рс> 0, т. е. |
нелинейный элемент является потребителем энергии слабых сиг налов, преобразующим эту энергию в тепловую. При ЛДИф<0 мощность Рс отрицательна, а это означает, что нелинейный элемент является источником энергии для слабых сигналов и мо жет быть использован в активных цепях усилителей и гене раторов.
Если на нелинейный элемент действует постоянное напряже
ние Uо |
и |
большой |
гармонический сигнал Ди(/)= t/xcoso)/ |
(UX^ U Q), |
то |
ток /(и) |
будет периодической функцией, которую |
можно представить в виде ряда Фурье:
00
i(U0 + Ul cos<at)= £ /mJkcos (/rcoz + cp*).
к =о
Отношение амплитуды напряжения к амплитуде первой гармо ники тока определяет сопротивление нелинейного элемента по первой гармонике
R^Uo, f/1) = t/1//ml.
Это сопротивление зависит от напряжения смещения U0 и от амплитуды колебаний U^. Сопротивление нелинейного элемента по первой гармонике позволяет описать мощность сильных коле баний на этом элементе:
р |
_U1 L1_I»a2 |
|
1 |
2 |
2Л, ' |
Нелинейный конденсатор |
характеризуется легко измеряемой |
и рассчитываемой нелинейной дифференциальной емкостью, за висящей от напряжения: C(u) = dQldu. Ниже (в главе 3) будет показано, что такая емкость имеется в диодах с р-п переходом. Наиболее часто эта емкость определяется одной из двух формул:
с (ц)= ~7 г~ ~ г" или c ^ |
= v A = ’ |
чЛ-ы/ф* |
^1-м /ф * |
где С0— емкость при м = 0, <р* — контактная разность потенци алов р-п перехода (<р*жО,5 В).
Нелинейная катушка индуктивности характеризуется легко измеряемой и рассчитываемой нелинейной дифференциальной индуктивностью, зависящей от тока:
V' d i
В качестве нелинейных катушек индуктивностей в радиоэлектро нике используются катушки с ферритовыми сердечниками, диф ференциальная индуктивность которых зависит от постоянного тока подмагничивания, протекающего через катушку.
§ 2.3. Комплексный метод исследования линейных цепей. Собственные и вынужденные колебания в линейных цепях
Широкое распространение в радиоэлектронике получили ли нейные цепи. Они часто используются для неискаженной переда чи и фильтрации сигналов, т. е. для выделения и передачи без искажений сигналов и подавления ненужных сигналов и помех.
Линейные цепи с сосредоточенными параметрами описыва ются обыкновенными дифференциальными уравнениями, кото рые составляются с помощью первого и второго законов Кир хгофа. Для цепи рис. 2.5, используя второй закон Кирхгофа, можно записать:
uL + uc + uR = e(t),
где
г di |
uR = iR. |
UL = L 7, |
|
Отсюда следует интегродифференциальное уравнение:
| idt
О_
L 7,+ iR + °— =<’(>)-
С
Продифференцировав его один раз, получим обыкновенное диф ференциальное уравнение второго порядка:
de(<) |
(2.1) |
+ Л dt7 + ?С dt |
Когда на систему не действует внешняя ЭДС, т. е. когда е = 0, колебания в системе представляют собой собственные колебания. Поскольку в систему извне энергия не поступает, будем искать собственные колебания в системе в виде гармонических колеба
ний с частотой со, амплитуда которых изменяется по экспоненци альному закону:
'собст(0 = Ime al cos (©t + <p).
Мощным способом исследования линейных цепей является ком плексный метод. Представим искомое решение i{t) в комплекс ном виде:
1с0бСА 1)= 1теа,е ^ ,+^ = 1те (а+^ ,= 1те р',
где /т = /т /-,ф — комплексная амплитуда,
p = <x+ja>.
Действительная часть /со6ст (t) описывает^ мгновенное значение собственных колебаний тока ico6„ (t) Reico6cr(t) = ico6ci(t). Под ставляя /СОбст (0 в уравнение (2.1) при е = 0, имеем:
p 2Llme pt+pRime p,+ ± ime pt= 0.
Сокращая на Ime pt, получаем характеристическое уравнение:
|
|
|
|
, |
’ + „ £ + ± - о . |
|
|
|
|||
Корни характеристического уравнения имеют вид: |
|
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
'Ri___ |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
4L 2 |
LC |
|
|
\ |
|
R 2 |
, т. е. при |
малых |
R |
( |
|
под |
корнем от- |
||
При — > |
|
( R < 2 |
|||||||||
рицательное число. В этом случае |
|
|
|
|
|||||||
|
|
|
|
P l , 2 |
= <*1 ± |
j ( 0 C , |
|
|
|
||
где |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
R |
|
|
П |
|
|
|
|
|
|
|
a i ~ |
2L ’ Ю с _ VLC |
4Т } ’ |
|
|
|||
Отсюда |
следует, |
что при R > 0, |
|
т. е. в пассивной |
цепи а< 0, |
||||||
и собственные |
колебания |
с |
течением |
времени |
затухают |
(рис. 2.10). Если же в цепи имеется прибор с дифференциальным отрицательным сопротивлением (R = Rauф<0) и а> 0, при малых /(/) колебания тока не затухают, а нарастают (рис. 2.11). Это имеет место при возбуждении колебаний в генераторах.
Далее будем рассматривать только пассивную цепь (R>0). Из общей теории обыкновенных линейных дифференциальных урав нений следует, что при воздействии внешней силы e(t) в системе
<x<0 |
oifO |
t
t
Рис. 2.10
Рис. 2.11
будет наблюдаться отклик— движение г (г), равное сумме соб ственных iСОбст(>) и вынужденных /вын(/) движений в системе:
^собст ( О ”® ^*ВЫН (^)*
Иначе говоря, полное решение есть сумма общего решения одно родного уравнения (при е = 0) и частного решения неоднородного уравнения (при еФО). С течением времени собственные колебания в системе затухают, и отклик системы определяется только вы нужденными колебаниями.
Пусть внешняя сила— ЭДС e(t) меняется по гармоническому закону е (t) = Emcos (шt + сре). Будем искать вынужденные колеба ния /вын (0 в виде гармонического сигнала:
'BUH(0 = / I COS((O/+(P).
Снова воспользуемся комплексным методом и представим /ВЬ1Х(/) в виде:
где / 1= / 1е Л) — комплексная амплитуда гВЬ1Н(/). Действительная
часть /вы„(0 описывает /ВЬ1„(0; Re 4 ы н (0 = 4ын(0- Представим также в комплексном виде e(t):
где Em = Emei<fl— комплексная амплитуда e(t). Подставив /вын(0 и e(t) в уравнение (2.1), получим:
(усо)2 Lti е +j соRiyei<ot+ Д <? =j(oEme
После сокращения на eJat получаем соотношение между ком плексными ^ амплитудами внешней силы e(t) и вынужденного колебания /вын(г):
Emje> |
Em |
|
Z |
(/to) 2L+j(oR + — |
J<o L + R +-—— |
jC |
у м C |
где Z=j(oL+R-\---- -— j(t>C
комплексное сопротивле ние (импеданс) цепи из по следовательно включенных элементов с параметрами
R, L, С, Y = ^ — комплекс
ная проводимость, обрат ная комплексному сопро тивлению (импедансу) Z;
Д пропорциональна комплексной амплитуде внешней силы Ёти зависит от частоты этой силы со. При одной и той же Ётна некоторых частотах, там, где |Z| — велико, амплитуда отклика
будет мала, а на частоте со = со0= —F= максимальна (рис. 2.12).
■JLC
Отсюда следует, что рассматриваемая линейная цепь обладает фильтрующими свойствами: она дает ярко выраженный отклик на некоторых частотах вблизи со0 и практически не откликается на внешние воздействия на других частотах.
§2.4. Спектры вынужденных колебаний в линейных
инелинейных цепях. Принцип суперпозиции
Врассмотренном выше примере— линейной цепи с постоян ными параметрами удалось найти отклик — вынужденное колеба ние с той же частотой. Такие же результаты получаются в любых линейных цепях с постоянными параметрами — как в сосредото ченных, так и в распределённых— линейная цепь с постоянными параметрами не приводит к появлению спектральных составляю щих отклика на частотах, отличных от частоты внешней силы.
Влинейной цепи с переменными параметрами в отклике появля
ются спектральные составляющие, которых не было в спектре внешнего воздействия. Для доказательства рассмотрим диффе ренциальную проводимость, которая периодически меняется во времени G(t) = G0 + Gi cosoj t. При воздействии малого гармони ческого напряжения Au(t)= Umcosco21получаем ток
А/(t) = G(t) AM(/) = G0Umcos co21+ c o s ((ot —co2) t +
cos((o1-t-to2) t,
т. e. отклик (ток) содержит не одну, а три спектральных со ставляющих. Это свойство цепей с переменными параметрами
используется в преобразователях частоты. С уменьшением из менения проводимости (с уменьшением Gx) дополнительные со ставляющие уменьшаются и при Gx=0 (при постоянной про водимости) переходим к результату, справедливому для цепей с постоянными параметрами: отклик содержит только одну спектральную составляющую, усложнение спектрального состава не происходит. Усложнение спектрального состава отклика про исходит также в нелинейных цепях. Для доказательства этого рассмотрим цепь, содержащую нелинейный элемент с ВАХ, опи сываемой выражением:
i(u) = au+bu2.
При воздействии гармонического напряжения u= U l cos w t полу чаем:
i(0= -4-i +°^iCosco/+ — ^cos 2cot,
т. e. отклик (ток) содержит постоянную составляющую (состав ляющую на нулевой частоте), составляющую на частоте © внеш него воздействия, а также составляющую на удвоенной частоте. Это свойство нелинейных цепей (усложнение спектра) использу ется при детектировании и получении амплитудно-модулирован- ных колебаний.
Рассмотрим отклики радиоэлектронных цепей при воздей ствии нескольких различных ЭДС и их суммы.
При анализе линейной цепи с постоянными параметрами, которая описывается обыкновенным линейным дифференциаль ным уравнением, получается, что под действием различных ЭДС получаются различные отклики, а при воздействии суммы этих ЭДС е = е1 + е2 + ... + е„ отклик равен сумме откликов на отдель ные воздействия:
^вых *вых 1 ы + *вых 2 (е2)+....+ ^выхл (^л)*
Иначе говоря, общее решение линейного уравнения есть линейная комбинация частных решений. Это можно видеть на примере простейшей цепи, содержащей резистор R, к которому приложена ЭДС:
е |
|
/= —. |
|
R |
|
При е = ех получаем ix= —, при е = е„ имеем |
а при |
R 1 |
R |
e — et + ... + e„, получаем i= e, + "'+e" = ix + i2 + + |
Это означает, |
R |
|
что в линейной цепи с постоянными параметрами выполняется принцип суперпозиции (или принцип наложения): отклик цепи на сумму воздействий равен сумме откликов на отдельные воздей
ствия. Этот принцип играет важную роль: он позволяет при прохождении сложных многочастотных сигналов через линейные цепи анализировать комплексным методом прохождение через них отдельных спектральных составляющих сигналов, а затем складывать результаты (отклики). Таким образом, анализ про хождения сигналов через линейные цепи резко упрощается.
Принцип суперпозиции выполняется и для линейной цепи с переменными параметрами. Для доказательства рассмотрим цепь, содержащую дифференциальную проводимость (7(f), меняющуюся во времени, на которую сначала действует на
пряжение М(, в результате получается |
ток |
il = G (t)u1, |
затем |
||
действует напряжение |
и2 и протекает |
ток |
i2 = G(t)u2, |
а |
за |
тем действует сумма |
напряжений и= и1-\-и2 и течет |
ток |
i=G(t)-u = G(t)-ui + G(t)u2 = ii + i2 равный сумме токов (откли ков) на отдельные воздействия (напряжения).
Однако принцип суперпозиции не выполняется для нелиней ных цепей. Чтобы доказать это, рассмотрим цепь с нелинейным элементом, ВАХ которого имеет вид i=au+bu2. При воздей ствии напряжения их получаем ток il =aul +bu12, при воздей ствии напряжения и2 имеем i2 = au2 + bu22, а при воздействии суммы напряжений находим:
/ = а («! + и2)+ b(ui + и2)2= аи1+ аи2 + Ьих2-\-Ьи2 + 2 Ьи^ •и2=
= /'i + i2 + 2buiu2.
Откуда следует, что отклик (ток) цепи на сумму воздействий (напряжений) не равен сумме откликов на отдельные воздей ствия. Невыполнение принципа суперпозиции осложняет анализ процессов в нелинейных цепях.
§ 2.5. Линейные двухполюсники и четырехполюсники
Широкое распространение в радиоэлектронике получили ли нейные двухполюсники и четырехполюсники. Двухполюсником называется устройство, содержащее любое число элементов и имеющее два зажима. Двухполюсник называется линейным, если он содержит только линейные элементы. Пример такого двухполюсника приведен на рис. 2.13. К зажимам АВ можно приложить любое напряжение u(t), тогда через зажимы А и В бу дет протекать один и тот же ток /(/), что можно доказать, используя первый закон Кирхгофа для узлов 1, 2, 3, 4. Действи тельно г = г\ + i2 = /3 = ;4+ ;5 = /6. При гармоническрм напряжении и= Ui cos (со t + <рн) с комплексной амплитудой C/1 = (/1eJ<pH вы нужденные колебания — ток в этой линейной системе также будет гармонической функцией i= Ixcos(co/ + <Pi) с комплексной ампли тудой /, = / t ej4>l.
Рис. 2.13
Двухполюсник характеризуется комплексным сопротивлени ем Z x= С/1//1 или обратной комплексному сопротивлению вели
чиной— комплексной проводимостью Yx= ix/Ux=^~. Величины
Z x и Yx определяются значениями параметров R, L, С элементов двухполюсника и частотой и не зависят от величин токов и на пряжений. Z x и Yx могут быть рассчитаны заранее, а затем использованы при определении токов и напряжений. На схемах часто вместо сложной цепи рис. 2.13 изображают двухполюсник в виде рис. 2.14.
Несколько более сложным является понятие четырехполюс ника. Четырехполюсником называется электрическая цепь, содер жащая две пары зажимов (рис. 2.15). На одну пару зажимов подается входное напряжение мвх(/), а на другой паре зажимов появляется выходное напряжение uBblx(t). Пусть четырехпо люсник является линейным, т. е. содержит только линейные элементы. Если uBX(t) является гармонической функцией uBX(t) = £/вх cos (соМ-фвх) с комплексной амплитудой UBX=UBXej**\ то под действием этого воздействия на выходе четырехполюс ника отклик появляется — вынужденные колебания, которые так же являются гармоническими uBblx(t)= UBblxcos((dt + q>Bblx) с часто
той входного напряжения |
и комплексной |
амплитудой |
^Uвых =Uвых ^L j<?в .х |
характеризуется |
комплексным |
Линейный четырехполюсник |
коэффициентом передачи напряжения, равным отношению ком плексных амплитуд выходного напряжения-отклика четырехпо люсника и входного напряжения:
К= йлых/ивх = \К(а>)\е^м .
Зависимость модуля комплексного коэффициента передачи от частоты |АТ(со)| = UBblx(e))/UBX(<o) называется амплитудно-частот ной характеристикой (АЧХ). При постоянной амплитуде колеба-
} иВых^
Рис. 2.14 |
Рис. 2.15 |
ний на входе £/„„ и изменении частоты |
1- 1 |
|
входного воздействия |
(напряжения) |
|
АЧХ показывает, как меняется ампли |
^Вх| |
|
туда выходного колебания-отклика |
|
|
системы. |
комплексного |
|
Зависимость фазы |
Рис. 2.16 |
|
коэффициента передачи от частоты |
Ф (со)= фвых(со)—ф„х(ю) называется фазо-частотной характеристи кой (ФЧХ). Эта величина показывает, как изменяется начальная фаза колебаний на выходе четырехполюсника по отношению в начальной фазе входного колебания при изменении частоты входного воздействия.
С учетом принципа суперпозиции значение комплексного ко эффициента передачи или АЧХ и ФЧХ позволяет полностью описать выходное напряжение uBtlx(t), если известно входное
напряжение |
|
и.х(0 = I Uicos(tt),/ + фвх|) |
(2.2) |
П |
(2.3) |
м„ых(0= I C/i|X(mi)|cos[wir+ 9 B,i+(p(ft>i)]. |
В качестве примера рассмотрим коэффициент передачи линей ного четырехполюсника, изображенного на рис. 2.16. Под дей ствием мВх(0= UBXcos(ot протекает ток / с комплексной амплиту-
w |
; UBX |
0ЛХ |
|
напряжение |
дои |
/ = — = ----------, а на выходе появляется |
|||
|
Z |
R+\/j(oC |
амплитудой |
й вых= iZ c = |
мвыx(0 = wc(0 |
с комплексной |
= — —— •—1—= — —— . Коэффициент передачи данного четы- |
||||
R+ 1//соС усо С 1 +ja>CR |
' |
Н |
М |
|
рехполюсника равен: |
|
|
|
|
_ ^лых_ |
1 |
^ |
- |
J arc tg c a C A |
и ях |
\+ja>RC |
y i + c o2R 2C 2 |
|
|
АЧХ в данном случае описывается формулой:
1
|X(CD)| =
у / 1 +(02R 2C 2
а ФЧХ имеет вид:
<р (ю) = —arc tg со CR.
АЧХ и ФЧХ изображены на рис. 2.17.
Рассмотрим условия неискаженной передачи сигналов. Будем считать сигнал на выходе четырехполюсника неискаженным, если выходной сигнал £/вых (t): 1) имеет ту же форму; 2) отличается от
Рис. 2.17
входного в К раз по величине и 3) запаздывает относительно входного на любое вр>емя t0 (рис. 2.18)
«выx(t) = KuBA t - t 0). |
(2.4) |
Пусть для простоты входной сигнал uBX(t) представляется в виде конечного числа составляющих. Подставим (2.2) в (2.3), получим ряд гармонических составляющих:
«вых (0 = K-iUi cos [со,(t- |
to) + Ф BI i] = i |
к U, C O S (CO it + |
i =1 |
i = |
1 |
(2 5)
+ Фвх.--<Мо)-
Сравнивая (2.3) и (2.5), легко увидеть, что для неискаженной передачи сигналов требуется (АГ(со)| = АГ; ср(со)= —со/0 или, объеди няя предыдущие условия:
K = K e~Jm%
т. е. АЧХ не должно зависеть от частоты, ФЧХ-линейно меняется
с частотой (см. рис. 2.19), а время запаздывания t0 = —^ опреде-
асо
ляется производной ФЧХ по частоте. Реальные сигналы имеют
\К\