Добавил:

ivanov666 Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.

Вуз:

Пермский национальный исследовательский политехнический университет

Предмет:

[НЕСОРТИРОВАННОЕ]

Файл:

книги / Проектирование источников электропитания устройств связи

..pdf

Скачиваний:

Добавлен:

12.11.2023

Размер:

11.05 Mб

Скачать

☆

<<< < Предыдущая 1 2 3 4 5 67 / 207 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 > Следующая >>>

процесса коммутации '(со<=*у) открыт только вентиль 2, и напря жение на выходе равно эдс фазы Ъ. За время перекрытия фаз напряжение Uu равно полусумме мгновенных значений эдс комму тируемых фаз.

Величина угла перекрытия у зависит от величины тока нагруз ки Jo, величины индуктивности рассеяния Ls и числа фаз выпря мителя. Чем больше величина /о, чем больше Ls и число фаз, тем больше величина угла перекрытия у.

.Перекрытие фаз уменьшает выпрямленное напряжение, увели чивает его пульсацию и время работы фазы. Увеличение длительно сти работы .фазы несколько уменьшает действующие значения то ков фазы и вентиля. Поэтому при расчете токов перекрытия фаз можно не учитывать и пользоваться соотношениями табл. 3.4.

■Величину угла перекрытия в этом случае	можно определить
из выражения
1—COSY= / 0- 7 7 - *	(3.18)

где хтр= 2nfLB-

Изменение выпрямленного напряжения ДUL за счет перекры

тия фаз
A UL —	•	(3.19)

Учитывая (3.19), получим выражение для напряжения на на грузке:

(3.20)

Из выражений (3.18) и (3.20) получим

i t - т ‘,+~ *

Рис. 3.23. /Внешняя ха рактеристика BWimpяммте ля, работающего на ин дуктивную иа/пр|узку

Рис. 3.24. Зависимость коэффициента пульсации Кп от угла у для раз личных значений m

Зависимость =/(у), представляющая в определенном мас- ^вхх

штабе внешнюю характеристику, изображена на рис. 3.23.

Как было показано ранее, пульсация на выходе выпрямителя за счет перекрытия фаз увеличивается и будет больше величин,, указанных в табл. 3.4.

Величину коэффициента пульсации в зависимости от угла пе рекрытия у для различных значений т можно определить из гра фиков рис. 3.24.

Если необходимо учитывать как активное, так и реактивное внутренние сопротивления, напряжение на выходе выпрямителя

можно приближенно определить из выражения
		U%fvU m - I 9[ r + — ^ ± - ) .					(3.21)
		3.8. РАСЧЕТ ВЫПРЯМИТЕЛЯ, РАБОТАЮЩЕГО НА
		НАГРУЗКУ ИНДУКТИВНОГО ХАРАКТЕРА
		При расчете выпрямителя исходными дашными являются: но
миналыюе «напряжение 0 В(в) .и ток нагрузки /о (й).
1 . На основании разд. 3.3 выбираем схему выпрямления.				параметры *венти
2. Из выражений, приведенных в табл. 3.4, определяем
лей Uобр. / ср и		выбираем иентили из табл. П5.1. Из	(3.13)	определяем			сопро
тивление	вентиля гПр.				Ls	обмоток
3. Активное		сопротивление гтр -и индуктивность	рассея1Н;Ня
трансформатора		ориентир овочно определяются ,из выражений (3.14),					(3.15).
Значения	Кг и Кь (находим в табл. 3.5.7654			ТАБЛИЦА 3.5

Значения коэффициентов Кг и Кь для различных схем выпрямления
		Схема выпрямления	Кг			*	L
Двухполупериодная схема с выводом нулевой точки			6 , 5 - 103		4,5 1 0 *
Однофазная мостовая схема			5 , 1 1 0 s		6,4-10*
Трехфазная схема с выводом нулевой точки			6 ,2 1	0s	3,3-10*
Трехфазная мостовая схема			2 , 3 1 0 s		1	.0 -1 0 *
4. Определяем активное сопротивление фазы г. r = r TP-frnp				(или	r=r?lp+2rnv.
для мостовых схем Греца .и Ларионова). гпр найдем .из			(3.13).				UВХх-
5. Из	(3,21)	определяем напряжение холостого	хода выпрямителя

6 . Из .выражения табл. 3.4 для выбранной схемы выпрямления определяем^ величину UобР, подставляя вместо UB—UBXx. Проверяем, правильно ли выбра ны вентили по величине обратного напряжения.

7. Из выражений табл. 3 . 4 определяем параметры для расчета трансфор матора Uо, / 2, 1\, ЯТр. При определении параметров вместо Uв подстав ляем Uпхх.

8 . Из выражения	(3.18) определяем	угол перекрытая фаз у и из .графи
ков рис. 3.24 определяем коэффициент		пульсации. Частота пульсации рав
на Л1/ С.	и вхх — UВ
9. Определяем г о =	и вхх — UВ
9. Определяем г о =	----- :-------

'о 10. Коэффициент полезного действия определяем из следующего выражения:

UJо

	ил/ 0 + А Ртр + А Рв
где ЛЯв — потери в вентилях ,(APD=/cp£AipW); N — число вентилей;			ДЯтр =
в -Ятр(1 — tjrp) — потери в	трансформаторе;	г]— кпд трансформатора,	равный
0,854-0,95.
• П р и м е р р а с ч е т а	в ы п р я м и т е л я .	Рассчитаем выпрямитель	со сле

дующими данными: UB= 420 в; /о—12 а, Uc —220 в, /с = 50 гц.

1. Так как мощность нагрузки более 5 кет, то целесообразно применять многофазную схему выпрямления. Выбираем трехфазную мостовую схему вы

прямления.					в. Среднее зна-
2 . -Из	табл.	3.4 определяем	£/Обр=1,05х£/в = 1,05-420 =440
пение тока	через		/0	12
		вентиль / Ср= — =		= 4 а.
•По табл. П5Л приложения			3	3	штуки) и Д234БП
			выбираем вентили Д234Б (три

(три |Штучси) по одному диоду в каждое плечо мостовой схемы. Для .выбран

ных диодов Ообр. доп = 600 в>440 в; / Срдоп=5 а>А а;

^ пр=1,5

в.

3. Из (ЗЛ4) и (3.15) определяем

гТр и

Ls при

/Сг=2,3-103; К ь = Ы 0 2 (из

згабл. 3.5); В =1,1 тл\

rip = КГ

t/B10-3 , У

SfB

_ .

.„ .4 2 0 -1 0 -3

, У

3 - 5 0 1 . 1

„ „„

tjB

UaIa - 2 . Э 1 ° * 12-50-1.1

420-12,

~ 0,63

ом<

ив10.-5

->4/

S*UBln

. .„ 4 2 0 -Тб- 5

- .У

З8-420-12 ............

Ая =К,

УofВ

УУ

fBfB

= 1-10 12-50-1,1

50-1,1

- ° - 0034 г«-

■L

4. Определяем f = r Tp+ 2rB=0,63+0,41 = l,04 ом. гв

найдем

из

(3.13):

UnpKa

1.5-2.2

Гв —

2Аср

2-4

■— 0,41

ом.

5. Из (3.21) найдем 1)ъ

m&Ls

^вхх —

+ Л)

2я

= 4 2 0 +

6-2-3.14-50-0,0034',

444

в.

12^1.04 +

2-3,14

) =

•6 . и 0бр = 1 ,0 5 -6 '„ „ = 1,05-444 = 466

в. Уобр доп=600

(для

Д234Б)

больше

(Л>еР=465 о.

7. По выражению табл. 3.4 определяем:

Ut =

0 .43£/вхх =

0.43-444 «

191

в;

/ а =

0,815/„ =

0.815

12 =

9,8 а;

Л			Ut	=			191	14.6	«с
Л	= 0 .8 1 5 /* --------Ч г			=	0.815-12---------- =			14.6	«с
			Uln/V 3			220// 3
	Ptp ~		1.05-Рв =	1.05-420-12 =			5300	ва.
8 . Из (3.18)	найдем .П—cosy).’
			2пfLs		2-3,14*500,0034				= 0,05^
1 — cos Y =		/ (	я Uв	=	12-	3.14*420			= 0,05^
		0	я Uв	“		3.14*420
			cosy =	0,95; у «		18°,
9. Определим г0:
	гп =		^ в х х - ^ в		4 4 4 - 4 2 0		л
	гп =		------ :------ =		------- —------=		2 ом.
			/ 0		12
1 0. Определяем кпд		выпрямителя			(т)Тр«0,93):
т) =		UJo_________			______	5000		= 0,925-
	i/в/о +	А Ртр + А Рв			5000 + 370 +			= 0,925-
	i/в/о +	А Ртр + А Рв			5000 + 370 +			36
	А Ртр =	Ртр (1 — Т]тр) =			5300.(1 — 0,93) =			37*	<?/га;
	А Рв = / Ср£/Пр^ = 4 * 1 , 5 0 =						36 *ет,..

♦

СГЛАЖИВАЮЩИЕ ФИЛЬТРЫ

4.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ

|При любой схеме выпрямления на выходе выпря мителя напряжение, помимо постоянной составляющей, содержит переменную, называемую (пульсацией напряжения. Эта пульсация столь значительна, что непосредственное питание нагруз-ки от вы прямителя возможно относительно редко (при зарядке аккуму ляторных батарей, питании цепей сигнализации, электродвигате лей и т. д.) там, где приемник энергии не чувствителен к пере менной составляющей в кривой выпрямленного напряжения. При питании радиоаппаратуры пульсация напряжения резко ухуд шает, а чаще вообще нарушает работу устройств, внося .помехи.

Для уменьшения переменной составляющей в кривой выпрям ленного напряжения, т. е. для ослабления пульсации, между вы прямителем и нагрузкой устанавливается специальное устройство, называемое сглаживающим фильтром и обычно состоящее из ре активных сопротивлений (индуктивностей и емкостей).

Относительное значение переменной составляющей (пульсации) напряжения характеризуется коэффициентами пульсации Ки вы


прямленного напряжения и Кио напряжения на				нагрузке, (Которые
в относительных			единицах равны: K n= U ~ / U B и	Kno=Uo~/U0, где
U„	и	— амплитуды первой гармоники переменной составляю
щей	напряжения		на выходе выпрямителя (на входе фильтра) и
на .нагрузке (на			выходе фильтра) соответственно; UB и С/о — по

стоянная составляющая напряжения на выходе выпрямителя и на нагрузке соответственно.

•Коэффициент пульсации определяют по первой гармонике пе ременной составляющей выпрямленного напряжения, так как все высшие гармонические по своей абсолютной величине значитель но меньше первой и ослабляются фильтром в большей степени.

Сглаживающий фильтр представляет собой большое сопротив ление для переменной составляющей тока. Поэтому переменная составляющая напряжения на .нагрузке будет значительно мень ше, чем на выходе выпрямителя (U0^<g.U~). Наряду с ослабле нием переменной составляющей напряжения, сглаживающий фильтр

.несколько уменьшает его постоянную составляющую .(£/0< t/B). Чем меньше степень уменьшения постоянной составляющей, т. е. чем ближе к единице отношение напряжений UB/U0 при .неизмен ном ослаблении переменной составляющей, тем качественнее -фильтр. Для фильтров выпрямителей малой мощности отношение •напряжений обычно составляет UB/Uo= 1,05-г-1,1, а для выпрями телей большой мощности — Uв/Uo= 1,005“г“ 1,01.

Таким образом, в практических расчетах можно принять Un**U0 и коэффициент сглаживания, показывающий степень ослабления переменной составляющей напряжения фильтром, q=KnlKno~U^/Uo~.

Пульсация напряжения на нагрузке задается требованиями •приемника энергии к питающему напряжению, а пульсация напря жения на выходе выпрямителя известна после Еыбора схемы вы прямления и определения ее параметров. Отношение этих вели чин определит необходимый коэффициент сглаживания фильтра.

Существующие -схемы сглаживающих фильтров можно разде лить на следующие группы:

1)фильтры, состоящие из одной емкости или одной индуктив

ности;

2)фильтры, состоящие из двух элементов (Г-образные): ин

дуктивно емкостные \LC) и активно-емкостные (RC)\

3)сложные фильтры: Л-образ,ные (CLC и CRC) и многозвен ные (LC, RC) \

4)резонансные фильтры;

5)фильтры с компенсацией переменной составляющей на вы

ходе фильтра; 6) электронные фильтры на транзисторах и электронных лам

пах.

4.2. РАСЧЕТ ИНДУКТИВНО-ЕМКОСТНЫХ ФИЛЬТРОВ

Наиболее широко .используют Г-образный фильтр |(|рис. 4.1а). Для сглаживания -пульсации таким фильтром -необходимо, чтобы емкостное -со противление коидетсато*ра для низшей частоты пульсации было .много 'меньше

Pine. 4.1. Схемы индуктив-мо-емкостных фильтр-о-в: а) Г-образного; б) П-образного; в) многозвен ного

сопротивления нагрузки ( ХС1 = ----- — <<		!	а также много меньше индуктив-
\	т со Cj	!
ного сопротивления дросселя для	первой гармоники/ Х с, = ----- — <tmcoLx==X^.).
			\	т со Сх	)
П;р,и выполнении этих .условий, пренебрегая активным сопротивлением дрос
селя, коэффициент сглаживания	Г-образного		фильт.ра	1МОЖН0	определить из
выражения
q = т2со2 LXCX— 1.					(4.1)

Коэффициент сглаживания q определится -отношением известных уже пуль саций на входе и выходе -фильтра. Таким образом, необходимое произведение индуктивности и емкости

	LnPi — (Я + 1 )М 2	со2,	гн. ф.	(4.2)
Выражая Li в генри, a Ci в микрофарадах, получим следующие расчетные
формулы:
для / =	50 гц LxCj = 10(<7 +		1)/m2, гн. мкф\	(4.3)
для / =	400 гц LXCX— 0,16 (q -f- l)/m2, гн. мкф.			(4.4)
Определив из выражений ((4.2)—1(4 .4 ) величину произведения L\C\, необ
ходимо найти каждую из «величии Li и С\.		и	Сi я.вляется обеспечение	индук
Одним из основных условий выбора

тивной реакции фильтра. Индуктивная реакция необходима для большей ста

бильности .внешней характеристики выпрямителя, а также в тех случая-х, когда
в выпрямителя^	используются .германиевые, кремниевые или ионные вентили.
Для обеспечения	индуктивной реакции необходимо выполнение неравенства

					2Я„		2Un	(4.5)
				(m2 — 1 ) т о)			(т2 — 1 ) т (о / 0

Определив	из		(4.5)	величину		Lu
можно найти значение емкости С\. Если
нагрузка на выходе фильтра непостоян							f	Т
на, можно определить величину емкости
Сь задавшись допустимым выбросом на
пряжения на выходе			фильтра		AU0 при		•ем i
снятии натрузки:							£	1
Ci^	А/о	/	LlCl-				■Т-

							Р-ис. 4.2. График изменения тока
где Д/о — величина		изменения			тока	наг	на выходе фильтра при импульс
рузки на выходе фильтра; AU0 — допус							ной напрузке
тимый выброс напряжения на выходе
фильтра.	величину			Сь можно		найти «величину L\. -В		тех случаях, когда
Определив

•нагрузка на выходе фильтра имеет импульсный характер, величина емкости Сi оказывает существенное влияние на степень искажения формы импульсов тока

(рис. 4.2).

■Степень искажения формы импульсов тока (характеризуется коэффициентам

искажения /Си —(h i—h i ) 2 / и, где / 0ь	/0 2 — максимальное и			минимальное	зна
чения тока в -импульсе; / и — среднее	значение тока	за	время его импульса.
Если величина /Си задана, величину емкости		Сi	(можно	найти из	выра
жения

C .S — г" 1

RH1п 11— 2/Сн

где Тн — время импульса тока нагрузки.

Зияя .произведение LiCi, (.можно оп1р0 деЛ|Нть -индуктивность дросселя Li. При проектаровани.н фильтра необходимо также обеспечить такое соотношение (реак тивных сопротивлений дросселя и конденсатора', rupin которых не .могли бы воз

никнуть

*резо»намоные явления

на

частоте пульсации выпрямленного

иа-пряже-

ния и на частоте тока нагрузки.

условием

отсутствия

резонапса

является

Если

нагрузим постоянна,

то

<Оо^Щ(о/2,

где о)о — собственная частота

фильтра, равная

\ / У LiCi.

Это усло

вие всегда

выполняется

при q ^ 3 .

Если

ток

нагрузки

изменяется

частотой

<он, то условие отсутствия резонанса 'можно записать в виде

о)0 <

о)н/2 = К о)/2,

(4.6)

где сон— частота изменения тока напрузки: К = о)н/о).

Условие (4.6) выполняется, если

/2т \ 2

, , '7 >

Если при расчете фильтра окажется, что заданное значение q меньше ве

личины q,

полученной из

выражения (4.7), то

необходимо

увеличить

произве

дение LiCi.

можно рассчитать дроссель фильтра |(гл. 2)

или выбрать

стан

Зная

из

дартный

приложения

ПЗ.

По найденной из расчета

величине

можно

выбрать конденсатор. -Конденсатор следует .выбирать на напряжение холостого хода выпрямителя, увеличенное на «l'5-f-20%. Необходимо также, чтобы ампли туда переменной составляющей напряжения на емкости не превышала пре дельно допустимой величины для выбранного типа конденсатора.

Фильтр рис. 4.16 можно представить в виде двухзвенного, состоящего из емкостного фильтра с емкостью Со и Г-образного с L { и С\. 'При расчете П-образного фильтра величина емкости Со и величина коэффициента пульсации напряжения на емкости /Спс известны из расчета выпрямителя.

Коэффициент сглаживания Г-образного звена фильтра равен отношению коэффициентов пульсации напряжении на емкости С0—/Спс и на сопротивлении нагрузки /(по. Зная коэффициент сглаживания -Г-образ-ного звена из (4.2)-н(4.4), можно определить -произведшие CjCi.

Из [5] известно, что в П-образном фильтре наибольшая величина коэффи циента сглаживания достигается при равенстве емкостей Со и Сь .Принимая Ci = Co, определяем индуктивность дросселя L it

При необходимости обеспечения большого коэффициента сглаживания це лесообразно применение фильтра рис. 4.1в. Коэффициент сглаживания такого фильтра

	и _		U\.	Utп—\'	= <h<l2	•Яп.
					= <h<l2	•Яп.
так как отношение амплитуд переменных составляющих на						входе ^и	выходе
каждого звена определяет коэффициент сглаживания этого звена, т. е.							= qx\
Ui~	и.п—1-		Если все звенья фильтра состоят из одинаковых
= <7,;	и п ~	= Яп•	Если все звенья фильтра состоят из одинаковых
U * .	и п ~	= L n\	С\| = Сг=	= С П) , что наиболее целесообразно,
элементов	(L\ = Сг=	= L n\	С\| = Сг=	= С П) , что наиболее целесообразно,
то qi —qi=	=qn и	q= Я2ъ=
		q= Я2ъ=		(^зв^за)П.			(4.8)
где <? в —коэффициент		сглаживания каждого звена; L3B, Сэв				— соответственно
индуктивность и емкость каждого звена; п — число звеньев.
Из выражения (4.8)		можно определить произведение £эв, Сзв:
		С пСч	(т со)2"		гн. ф.		(4 .9 )
			(т со)2"

Число звеньев фильтра (п) определяется из условия его наименьшей стои

мости	или	из условия минимума его		суммарной «индуктивности (L 2 =iL i+ L 2-j-
+	+ L n) и его суммарной емкости i(Cs = € 1 + С 2 +					+ С П).
В [5] показано, что, исходя из условия наименьшей стоимости, двухзвенный
фильтр		целесообразно	применять	при	*7^404-50,		трехзвенный — при
ц>1500-4-1700.
Второе условие [20] реализуется при
			" on r« 1 .1 5 lg < /.					(4.10)
(В этом случае двухзвенный фильтр				выгодно	использовать			при <7 > 2 0, а трех
звенный фильтр — при <7 >			160.
Определить величины			емкости Сзв	и индуктивности			L.™	'можно, исходя из

обеспечения индуктивной «реакции фильтра и величины допустимого выброса напряжения на выходе фильтра при сбросе нагрузки. В первом случае из »(4.5)

определяем	L3B, а затем	определяем величину Сзп. Во втором случае .величину
Слп .можно	определить из	выражения

С п —	А /р V n	д
	т шД Uа
где Д/о — величина изменения тока	нагрузки	фильтра; ДUQ— допустимый вы-

брос напряжения па выходе фильтра.

Зная C3D и произведение L3nC3n, найдем величину 1 ЗВ.

4.3.РАСЧЕТ АКТИВНО-ЕМКОСТНЫХ ФИЛЬТРОВ

В«выпрямительных устройствах .малой мощности в некоторых

случаях применяют «фильтры рис. 4.3. Такой фильтр создает относительно боль шое падение напряжения и значительные потери энергии на «резисторе Ri, но габариты и .стоимость его меньше, чем «индуктивно-емкостного.

a)	R,		б)	R,
	-СЭ—t—о		X	т
Щ	г *	Un	X	т
Un,	<// -ч-		. г	т
О—			. г	т

Рис. 4.3. Схемы активно-емкостных фильтров: а) Г-образного; б) |П-обр«азн«опо

Коэффициент сглаживания ^-фильтра (рис. 4.3а)

q =	У \ -\|- (т со R3CX)2 «	т со R3C1R1.		(4.11)
где	RB = RuRif(Rn +	Ri) •
	RB = RuRif(Rn +	Ri) •
Выражая в (4..М) сопротивле«н,ия в омах, а С\| в микрофарадах, полупим
следующие расчетные формулы:			Q
при / =	/?„		Q
при / =	50 гц RiC1 — ------ — «		3200'—
	Ri 4~ RH		т
при f =	400 гц RXCX■ Ян		■400 —
	RI + RH		т

Значение сопротивления фильтра Ri определяется, исходя из оптимальной величины его коэффициента полезного действия.

Оптимальное значение кпд лежит в пределах от 0,6 до 0,8. Пр«и значении

кпд, равном 0,8,	(4.12)
Ri — 0,25/^н

для / = 50 гц С±= 16 —	—
Uо	т
	(4.13)
для / = 4 0 0 гц Ci —2 ~	—
и0	т

где /о — ток иamp,узки, ма.

три	величине '/?i=0$5 /?н Н'а'Пря'жешге па иходе фильтра ТУD='l ,-2i56/o. Фильтр
рис. 4.36	рассчитывается, так же как и Л-образный iLC-фильтр, путем разделения

этого фильтра на емкостный и Г-образный 1/?С-фильтры.

4.4. ЭЛЕКТРОННЫЕ ФИЛЬТРЫ Как было отмечено выше, наиболее широко применяются

индуктивно-емкостные	фильтры. Однако «аряду с достоинствами и-м присущи
и недостатки. В таких	фильтрах возникают .переходные процессы, усложняю

щие работу как потребителя, так и источника литания, дроссели фильтров .имеют большие .габариты и вес, а их индуктивности и, следовательно, коэффициенты сглаживания зависят от натрузки. Кроме того, дроссель часто является источ ником помех для радиоприемной и измерительной аппаратуры.

От ряда перечисленных выше недостатков свободны электронные фильтры, в.которых дроссель заменяется электронной лампой или транзистором.

Если на анодной характеристике .пентода (или лучевого тетрада) рабочая тонка А будет выбрана на пологом участке ((рис. 4.4а), то сопротивление лам-


Рис. 4.4. Характеристики:
а)		анодная пентода;			б)	коллекторная транзи
стора
пы переменному	току		rd ~ tg а ~	будет много			больше ее сопротивления		постоян
ному току гСт ~	tg а.		Следовательно,		при	включении такой лампы		последова
тельно с нагрузкой		она будет		обладать теми			же свойствами, что	и	дроссель,

т. е. существенно ослаблять переменную составляющую и незначительно по стоянную. Однако ламповые фильтры неэкономичны, имеют относительно малый орок службы, невысокую надежность, вследствие чего их применение крайне ограничено.

Юри выборе рабочей точки А транзистора на пологом участке характери стики :(рис. 4.46) он также будет обладать сопротивлением для переменной составляющей, значительно большим, чем для постоянной (а ~ > а ) , и может быть попользован вместо дросселя в фильтре.

<<< < Предыдущая 1 2 3 4 5 67 / 207 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 > Следующая >>>

Соседние файлы в папке книги