книги / Многоканальная связь и РРЛ

налами. Для выделения синхросигнала на приемной станции он наделяется такими отличительными признаками, как постоянная структура и частота следования ,(в системах с ИКМ).

При включении .аппаратуры в работу цикловой синхронизм ус­ танавливается через определенный промежуток времени, который называется временем вхождения в синхронизм. При нарушении синхронизма система переходит в режим поиска, который харак­ теризуется временем поиска синхронизма. Ввиду того, что при от­ сутствии циклового синхронизма работа системы с ИКМ невоз­ можна, необходимо, чтобы время. вхождения в синхронизм и вре­ мя поиска были возможно малыми. В современных системах с ИКМ это 'время не превышает нескольких миллисекунд, так как его увеличение может вызвать разъединение абонентов прибо­ рами АТС.

В качестве синхросигнала можно использовать один двоич­

группа, обеспечивающая быстрое ее нахождение при потере син­ хронизма.

Кроме цикловой .синхронизации в системах ИКМ должна так­ же осуществляться сверхцикловая синхронизация, обеспечиваю­ щая правильное распределение сигналов управления и взаимодей­ ствия (СУВ) между АТС.

Устройства цикловой и сверхцикловой синхронизации содер­ жат формирователи • синхросигнала на’ передающей станции и приемники синхросигнала на приемной станции. Формирователь формирует синхросигналы выбранной структуры, которые через устройство временного, объединения вводятся в групповой цифро­ вой тракт. Одна из возможных схем формирователя приведена на рис. 7.28. Кодовая группа нужной структуры формируется пу­ тем изменения числа ячеек регистра и порядка подключения клю­ чей. Периодичность включения формирователя определяется

ГОпеР.

Приемник синхросигнала осуществляет контроль состояния цик­ лового и сверхциклового синхронизма при работе системы, обес­ печивает вхождение системы в синхронизм при первоначальном включении аппаратуры и при нарушениях синхронизма в процес­ се работы. Принцип действия приемника синхросигнала рассмот­ рим на примере приемника со скользящим поиском и одноразряд­ ным сдвигом, применяемого в ИКМ-30. Контроль состояния цик­ лового синхронизма здесь осуществляется проверкой совпадения во времени символов синхросигналов, поступающих с линии и вы­

ройство (РУ).

Опознаватель синхросигнала служит для выделения синхро­ трупп из принятого ИКМ сигнала. При поступлении в регистр •опознавателя синхросигнала заданной структуры он срабатывает и на выходе схемы Hi формируется единичный сигнал. В анали-

заторе осуществляется сравнение момента появления этого сиг­ нала с моментом поступления местного сигнала контроля, фор­ мируемого схемой Иг. Если моменты появления этих сигналов со­ впадают, то анализатор принимает решение о наличии синхро* низма и на его выходе «Синхр» появляется сигнал подтвержде­ ния синхронизма. Если это совпадение не наблюдается, то на вы­ ходе «Ошибка» анализатора' появляется сигнал отсутствия син*

Р и с . 7.29

хронизма. Решающее устройство считывает сигналы отсутствия синхронизма и при поступления нескольких подряд сигналов ошибки принимает решение об отсутствии синхронизма и подает сигнал за­ прета на ГО. При получении этого сигнала работа делителя ГО и декодирование сигнала прекращается, система переходит в ре­ жим поиска синхронизма. В режиме поиска продолжается по­ разрядная запись ИКМ сигнала. При поступлении в опознаватель синхросигнала, на выходе схемы Hi вновь появляется сигнал. На выходе «Синхр» анализатора появляется сигнал о наличии син­ хросигнала,. решающее устройство снимает сигнал запрета с ра­ боты ГО; То обстоятельство, что РУ принимает решение об отсут­ ствии синхронизма только при поступлении подряд нескольких сигналов ошибки, предохраняет систему от сбоя синхронизации при кратковременных искажениях синхросигнала.

Принцип действия’ приемника сверхцикловой синхронизаций аналогичен описанному. Однако необходимо иметь в виду, что по­ иск сверхциклового синхронизма осуществляется после установ­ ления цикловой синхронизации.

7.5. Линейный тракт кабельных ЦСП

Линейный тракт ЦСП начинается с оборудования линейного тракта (ОЛТ) оконечной станции (см. § 7.1), где формируется цифровой сигнал, удобный для передачи по линии. Рассмотрим соображения, которыми руководствуются при формировании та­

кого сигнала.

Формирование линейного цифрового сигнала. О б я з а т е л ь н ы м элементом линейного тракта является линейный трансформатор (ЛТр), необходимый для; согласования аппаратуры с линией; ор-

ганизации симметричного выхода аппаратуры, что позволяет под­ ключать ее к симметричным цепям без нарушения симметрий тракта; передачи тока дистанционного питания на необслуживае­ мый-регенерационный пункт (НРП) по средним точкам ЛТр. Из­ вестно, что любой трансформатор не пропускает постоянный ток. Трансформатор вносит бесконечно большое затухание на нулевой частоте и большое .затухание, на близких к ней частотах. В то же время однополярный двоичный ИКМ сигнал содержит постояннуюсоставляющую. Более того, нулевая частота («постоянная состав­ ляющая») и близкие к ней. частоты имеют самый большой уро­ вень. В качестве примера на рис. 7.30,а показан энергетический: спектр G (f) случайной .последовательности однополярных имлуль-

'Сов с постоянным (детерминированным) периодом Тт и длитель­ ностью импульса Ги. Видно, что этот ■спектр состоит из непре­ рывной GH(f) и дискретной бд(/) составляющих. При этом

где а — среднее значение импульсной последовательности, а2с — дисперсия случайных амплитуд импульсов передаваемого сигна­ ла. Можно показать, что огибающие спектров GH и £?д пропор­ циональны S2„(f), где Su(f) — спектр одиночного импульса этой случайной последовательности. Спектр SK(f), а поэтому и G(f)

.имеет вид затухающих лепестков, период которых по частоте ра­ вен 1 /Г„. Непрерывная составляющая энергетического спектра — это составляющаясо сплошным спектром (на рис. 7.30 заштрихо­ вана). Дискретная составляющая спектра — линейчатая, она со­ стоит из отдельных частот: нулевой («постоянная составляющая»), основной частоты следования .импульсов Ь/Тт, а также гармоник этой частоты 2/Гт; 3/7Т и т. д. Амплитуда постоянной составля­ ющей самая большая. Амплитуды частотных составляющих G„(f) и Ga(f) в низкочастотной части спектра выше, чем на других его участках. Поэтому такой сигнал, проходя через тракт с ли­ лейными трансформаторами ЛТр, претерпевает большие искаже­ ния, так как частотная характеристика ЛТр подавляет самые мощные составляющие его спектра. Это обстоятельство и выну­ дило преобразовывать двоичный сигнал кодера' ИКМ в цифро­ вой сигнал, в котором постоянная составляющая и близкие к ней частоты отсутствуют (или почти отсутствуют). При этом умень­ шаются и искажения, вносимые линейным трансформатором на низких частотах.- Формирование цифрового, сигнала с подавленны­

зано ниже, получить цифровой сигнал с такими свойствами уда­ ется за счет перехода от однополярного двухуровневого сигнала к двухполярному многоуровневому, обладающему избыточностью. Например, двоичный ИКМ сигнал, значения двоичных чисел ко­

+1, 0, - 1.

Подавление постоянной составляющей связано также с умень­ шением мощности спектральных составляющих цифрового сигна­ ла, которые расположены вблизи тактовой частоты fr=l/T7. При этом уменьшается полоса частот цифрового оигнала, что позво­ ляет уменьшить полосу пропускания входных устройств регене­ ратора' и, тем самым, мешающее действие помех. Значительное уменьшение необходимой полосы частот, цифрового сигнала воз­ можно при использовании многоуровневых кодов. Уменьшение по­ лосы частот уменьшает действие помех, однако при этом увели­ чивается количество амплитудных градаций цифрового сигнала, что связано с ухудшением помехоустойчивости. Компромисс меж­ ду этими'двумя противоречивыми тенденциями определяет опта*

мальиое число уровней цифрового сигнала, которое по расчетам получается больше трех. В настоящее время ведется разработка: ЦСП как для СТС, так и для зоновой и магистральной связи, в; линейных трактах которых предполагается использовать пяти­ уровневый сигнал. Использование такого кода в линии позвалит удвоить число каналов ТЧ, сохранив прежние длины участ­ ков регенерации. Одной из ,таких систем является ЦСП четвер­ тичной ступени иерархии ИК1М-1920Х2, в которой наряду с обыч­ ным для этой ступени линейным трактом, рассчитанным на ско­ рость 139,264 Мбит/с, разрабатывается модифицированный ли­ нейный тракт, на вдвое большее число каналов ТЧ (3840 каналов ТЧ).

Избыточность кода цифрового сигнала в линии позволила ис­ пользовать его для контроля исправности линейного тракта без перерывов связи. Возможность организации такого контроля ста­ ла важной характеристикой кода, применяемого в ПК.

При построении регенераторов необслуживаемых регенеративг; ных пунктов выяснилось, что характеристики цифрового сигнала в линии существенно влияют на работоспособность схем восста­ новления тактовых интервалов (ВТИ), а значит, на параметры) регенератора и линейного тракта в целом. Поэтому при построении перекодирующих устройств стали требовать от сформированного» линейногд сигнала таких свойств, которые позволили бы выде­ лить из него информацию о тактовых интервалах с высокой точ­ ностью, т. е. с малыми дрожаниями.

Подводя итоги сказанному, сформулируем основные требова­ ния, которым должен удовлетворять цифровой сигнал в линии пе­ редачи: минимум энергии низкочастотных и высокочастотных со­ ставляющих энергетического спёктра; возможность качественного выделения тактовых интервалов; возможность контроля качеств* линейного тракта без перерыва связи.

Рассмотрим, как влияют сформулированные выше требования на параметры импульсной последовательности передаваемого сиг­ нала. Для этого вернемся к рис. 7.30. На этом рисунке слева приведены временные диаграммы, а справа —диаграммы энерге­ тических спектров четырех вариантов импульсных последователь­ ностей с детерминированным периодом Гт, фиксированной дли­ тельностью импульса Тя (разной для различных вариантов) н. различной полярностью. В варианте рис. 7.30,а 7,„*с7,т; он под­ робно рассмотрен ранее. В варианте рис. 7.30,6 Т„=Тт. Напом­ ним, что частоты дискретной составляющей спектра, кратны 1(Т^ а их амплитуда определяется затухающей и осциллирующей оги­ бающей, которая пропорциональна квадрату спектра одиночного» импульса SH{f). Огибающая принимает нулевое значение на ча­ стотах k/Tn, где k —1, 2, 3,... Так как Тп=Тт, то дискретные со­ ставляющие G(f), равные и кратные 1»/Гц, отсутствуют в энерге­ тическом спектре. Нулевая частота («постоянная,составляющая»! попадает на максимум огибающей, поэтому ее амплитуда АОч£0«. Более того, можно показать, что А0 для этого варианта макси?-

мальна. Действительно, «'Постоянная составляющая» определяется средним значением сигнала за большой отрезок времени. Среднее значение импульсного сигнала зависит от длительности импуль­ сов Ги этого сигнала. В рассматриваемом варианте Ти макси­ мально, поэтому максимально и значение А0.

В соответствии с первым требованием к цифровому сигналу

кретную составляющую с частотой /т. Колебание частоты /т (обо­ значим амплитуду этого колебания Ат) можно выделить узко­ полосным полосовым фильтром УПФ и сформировать из него пе­ риодическую последовательность импульсов тактовой частоты /т (т. е. выделить тактовые интервалы). Как видно, сигнал вариан­ та рис. 7.30,6 ни первому, ни второму требованиям не удовлетво­ ряет, так как А0 максимальна, а Лт= 0. Уменьшение длительности импульсов Г „< Г Т приводит к' появлению дискретной составляю­ щей частоты fT с амплитудой Ат (см. рис. 7.30, а, в). Можно по­ казать, что величина Ат максимальна при Г„ = 0,57т. Поэтому второму требованию лучше удовлетворяет импульсная последова­ тельность (рис. 7.30,б), у которой Гн'=0,5Гт. Однако и в этом ва­ рианте Ао=у^0, так как рассматривается только однополярный им­ пульсный сигнал. Применение биполярного сигнала (рис. 7.30,г) позволяет уменьшить постоянную составляющую (сбалансировать постоянную составляющую) при использовании специальных кодов. Имеется большое количество балансных кодов, формирующих би­ полярный трехуровневый сигнал, у которого постоянная состав­

Цифровой сигнал в линии в этом случае является биполярным троичным (см. рис. 7.30,г и рис. 7.31,6). Однако способ его по­ строения не удовлетворяет правилам преобразования сигнала из двоичной в троичную систему счисления, и поэтому такой сигнал

называют квазитроичным. Алгоритм работы преобразователя ко­ да приведен в табл. 7.4 и иллюстрируется временными диаграм­ мами (рис. 7.31,а,б ). Возможны два варианта такого кодирова­ ния, при 'которых выходные сигналы преобразователя кода (ПК) отличаются знаком (табл. 7.4).

нала. Во всех вариантах кодирования нуль входного сигнала ПК остается нулем на выходе. А вот «1» входного сигнала преобра­ зуется по-разному, в зависимости от того, какой по счету эта единица появилась на входе ПКПервая единица.(она обозначе­ на li) преобразуется на выходе в +1; вторая единица (она обо­ значена Ь) преобразуется в —1 и т. д. Иными словами, каждая

глядно иллюстрйруется временными диаграммами рис. 7.31,а, б.

Построить схему такого преобразователя можно различными способами. Один из них показан на рис. 7.31,а. Схема состоит иа двух идентичных трактов, в каждом из которых последовательно включены схема совпадения на два входа & и формирующее уст­ ройство (ФУ). Формирующее устройство представляет собой схе­ му одновибратора (ждущего мультивибратора), который при по­ ступлении единицы на его вход выдает один импульс заданной высоты и длительности. Входной сигнал поступает на схемы & как верхнего (I), так и нижнего (II) трактов, а также на вход •триггера Т со счетным входом. Триггер Т опрокидывается каж­ дой единицей входного сигнала. В исходном состоянии триггер Т открывает схему совпадения верхнего тракта и пропускает пер­ вую единицу на формирующее устройство ФУ1 этого тракта. Пер­ вая единица входного сигнала, запустив ФУь опрокидывает триг­ гер Т и тем самым открывает схему совпадения второго тракта. Поэтому вторая единица входного сигнала запустит формирую­ щее устройство ФУг нижнего второго тракта и опрокинет триг­ гер Т, открывая схему совпадения верхнего первого тракта и т.д. Таким образом, видно, что единичные импульсы входного сигна­ ла по очереди включают ФУ1 (нечетными единичными импульса­ ми), а затем ФУ* (четными единичными импульсами). Формиру­ ющие устройства верхнего и нижнего трактов подсоединены к об­ щему выходу через вычитающее устройство' (ВУ). Поэтому не­ четные импульсы входного сигнала становятся на выходе ПК по­ ложительными, а четные импульсы входного сигнала — отрица­ тельными. Так как начальное положение триггера со счетным вхо­ дом не определено заранее, то процесс кодирования может про­ исходить иначе (см. Вых2, табл. 7.4). Свойства сигнала при этом остаются прежними.

Можно, показать, что энергетический спектр квазитроичного сигнала с ЧПИ при условии, что символы двоичного входного сиг­ нала ПК независимы и равновероятны, равен

дом с ЧПИ, отсутствует постоянная составляющая. Отсутствие по­ стоянной составляющей-можно также увидеть из временной диа­ граммы этого сигнала (см., например, рис. 7.31,6). Так как по­ лярности токовых импульсов (единиц) чередуются, то среднее зна­ чение этого сигнала за большой отрезок времени («постояннаясо­ ставляющая») равно нулю. Одновременно с подавлением постоян­ ной составляющей уменьшается и ширина спектра цифрового сиг­ нала.

Строго говоря, ширина спектра цифрового сигнала любого из рассмотренных вариантов бесконечно большая (рис. 7.30). Одна­ ко передавать спектр такой ширины не целесообразно и нет воз­ можности. Дело в том, что более 90% .всей энергии цифрового сиг­ нала сосредоточено в первом лепестке его энергетического спект­ ра. Поэтому с достаточной степеньюточности ширину спектра цифрового сигнала Л/икм можно.определять шириной первого ле­ пестка его энергетического спектра. Видно, что при Та—0,5Тт

Именно этими соображениями и руководствуются, определяя ши­

рину спектра ДСП А/икм [см. (7.1)].

Вернемся к сравнению импульсных последовательностей рис. 7.30. Видно, что первому основному требованию к цифрово­ му сигналу, передаваемому по линии, удовлетворяет только квазитроичный сигнал (рис. 7.30,г). К сожалению, в спектре этого сигнала одновременно с подавленной постоянной составляющей оказались подавлены и все дискретные составляющие, в том чи­ сле составляющая с частотой fT, которая так необходима для ра­ боты блока выделителя тактовых интервалов (ВТИ). Поэтому во входных цепях блока ВТИ устанавливают двухполупериодн!ЫЙ вы­ прямитель, который преобразует двухполярный сигнал с ЧПИ в однополярный и формирует тем самым дискретную составляющую / т (см. рис. 7.30,0). Этот выпрямитель является, по существу, уст­ ройством обратного преобразования сигнала с ЧПИ в двоичный ИКМ сигнал. Поэтому он используется в приемнике оконечной

..станции ДСП как преобразователь кода приема.

Более детальный анализ влияния цифровогосигнала на ра­ боту блока ВТИ показал, что основные отклонения фазы сформи­ рованных тактовых импульсов возникают при наличии в сигнале

высокой плотности нулей (бестоковых посылок). В связи с этим появились многочисленные идеи создания модифицированных спо­ собов кодирования сигнала.-с ЧПИ (МЧПИ), позволяющие уве­

Для всех кодов типа КВП заранее ограничивается число по­ следовательных нулей в перекодированном сигнале на выходе ПК

П р и м е ч а н и е . W — импульс, полярность которого противоположна полярности пре­ дыдущего импульса; V — импульс, полярность которого повторяет полярность предыдущего имцульса; «1 — количество единиц между данным н предшествующим нарушением бипо­

вании кода КВП-3). Кодирование единиц в коде КВП-3 осуще­ ствляется так же, как и в коде с ЧПИ. Нули, если их число мень­ ше или равно трем, кодируются таким же числом нулей, как и в коде с ЧПИ. При появлении четырех нулей подряд соответству­ ющая.кодовая комбинация бестоковых импульсов заменяется на комбинацию с токовыми импульсами W и V. При этом появляет­ ся нарушение чередования полярности, и если не предпринимать никаких мер, то среднее значение сигнала возрастает, т. е. по­ явится постоянная составляющая. Чтобы не допустить появление постоянной составляющей, замена бестоковой комбинации из че­ тырех нулей комбинацией, содержащей токовые импульсы, про­ исходит каждый раз по-разному, но всегда так, чтобы полярность

добавляемых импульсов IF и V на одном интервале нарушения биполярности (ИНБ) отличалась от полярности импульсов на другом ИНБ. На временной диаграмме рис. 7.32 эти интервалы ИНБ отмечены фигурными скобками. Такое чередование поляр­ ностей импульсов на интервалах ИНБ позволяет скомпенсировать увеличение среднего значения сигнала, которое произошло в k-м ИНБ за счет (£-Н)-го нарушения биполярности. Чтобы поляр­ ность импульсов на соседних интервалах нарушения биполярно­ сти изменялась, необходимо, чтобы• между двумя соседними им­ пульсами V находилось нечетное число единиц с ЧПИ. Так, на рис. 7.32 на первом интервале нарушения биполярности комбина­ ция 0000 заменяется комбинацией 000F. На втором и третьем ИНБ комбинация 0000 заменяется на 1F00F. Использование им­

мым инверсию импульсов на соседних интервалах нарушения би­ полярности. Сказанное можно записать в виде следующего алго­ ритма замены кодовой комбинации из четырех нулей на комби­ нацию, в которой число нулей не более трех: на первом ИНБ за­ мена может быть любой: 000V либо \F00F; на всех последующих

ты цифрового сигнала. Это означает, что длительность тактового интервала цифрового сигнала на входе и выходе ПК остается не­ изменной.

Изменение тактовой частоты преобразователем кода можно осу­ ществить при блочном кодировании-. В этом случае т-разрядным кодовым группам входного двоичного сигнала однозначно сопо­ ставляются «-разрядные (в общем случае /у-уровневые) кодовые комбинации. В сокращенной символике это записывают, напри­

волике запишется как код 1В.-1Т, так как при кодировании с ЧПИ одноразрядные двоичные символы преобразуются в одноразряд­ ные троичные. Чтобы изменить тактовую частоту, необходимо, чтобы тфп. Если т>п, то тактовая частота цифрового сигна­ ла в линии уменьшается и равна / т.л = («/m)fT, где fT— тактовая частота цифрового сигнала на .входе ПК.

1пу >2™, т. е.