книги / Широкополосные дискретно-кодированные сигналы в радиотехнике и радиолокации

весовой функции представляет собой самое лучшее значение для сни­ жения УБЛ по задержке. А уровень первого бокового лепестка по час­ тоте Упбл(^) повышается с -13 дБ до -8 дБ. Значение повышения Упбл^О значительно меньше значения снижения УПбл(т). Значение коэффициен­ та расширения главного лепестка по задержке Кр(х) повышается до 1,7 раза, а по частоте значение KP(F) не изменяется.

Таким образом, использование дополнительной амплитудной моду­ ляции позволяет значительно снизить уровень первого бокового лепестка до -32 дБ с понижением уровня пьедестала р весовой функции до 0,3, од­ нако при этом уровень первого бокового лепестка по частоте повышается на 5 дБ. Одновременно разрешающая способность ДКЧС по задержке (дальности) ухудшается в 1,7 раза, а по частоте (скорости) не изменяется.

Для сравнения рассмотрим матрицу размерностью N = 30. Тогда

На рис. 3.7,а представлено сечение по задержке |*(г,0)| с уровня­

ми пьедестала: р = 1; р = 0.6; р = 0,2.

Рис. 3.6

Как видно из рис. 3.7,я, в случае N=30 в пределах одного дискрета Т по задержке УБЛ также снижается со снижением уровня пьедестала р весовой функции. При этом снижение УБЛ сопровождается расширением главного лепестка. На рис. 3.7,6 представлено сечение по оси частоте

\х (0,/г) |. При этом были взяты значения параметрар = \\р = 0,2 весовой

функции (3.20). Отметим, что с понижением уровня шёдёйала р весовой функции повышается УБЛ в пределах одного дискрета А/по частоте.

Результаты расчета показали, что уровень первого бокового лепе­ стка по задержке Упбл(^) снижается с -13,5'дБ до -33 дБ с понижением р с 1 до 0,2, а когда р < 0,2, то УПбл(*) повышается.

Таким образом, использование последовательности N = 30 позво­ ляет значительно снизить уровень первого бокового лепестка до -33 дБ с понижением уровня пьедестала р весовой функции до 0,2. Одновре­ менно уровень первого бокового лепестка по частоте повышается на 3 дБ. При этом главный лепесток ФН по задержке расширяется в 1,7 раза, а по частоте не изменяется.

При весовой обработке для последовательности N = 30 по сравне­ нию с N = 10 обеспечивается уменьшение боковых лепестков в окрест­ ности главного лепестка ФН, снижение УБЛ на области пьедестала, а также снижение ширины главного лепестка ФН по задержке. Одновре­ менно обеспечивается снижение УБЛ в области пьедестала, снижение ширины главного лепестка ФН и незначительное повышение боковых лепестков в окрестности главного лепестка по частоте.

На рис. 3.8.я и б показано сечение ФН по задержке |^(г,0)| и по частоте |^(0,F )| при весовой обработке с оптимальными уровнями

пьедестала весовой функции р = 0,3 для кодовой последовательности N= 10 и/? = 0,2 для кодовой последовательности N= 30.

Результаты расчетов позволяют сделать вывод о том, что взвеши­ вание амплитуд дискретных компонентов ДКЧС дает возможность зна­ чительно снизить УБЛ ФН по задержке (дальности) в окрестности глав­ ного лепестка. В частности для ДКЧС размерности N= 10 первый боко­ вой лепесток снижается с -14 дБ до -32 дБ с понижением уровня пьеде­ стала частотной весовой функции р с 1 до 0,3, а для ДКЧС размерности N = 30 с -13,5 дБ до -33 дБ соответственно с понижением р с 1 до 0,2.

Следует также отметить, что при весовой обработке ДКЧС происхо­ дит расширение главного лепестка по задержке в 1,7 раза, а также повы­ шение уровня первого бокового лепестка по частоте (скорости) на 5 дБ и ЗдБ соответственно. Отмеченное расширение главного лепестка ФН может быть скомпенсировано за счет увеличения размерности кода ДКЧС, в частности ширина главного лепестка ФН по задержке при размерности кодаN= 30 снижается в 3 раза, по сравнению с кодом размерности N= 10.

При этом необходимо учесть, что разрешающая способность ДКЧС по задержке определяется значением

где ги - общая длительность сигнала; Т - длительность парциального

импульса; Ксж=В - коэффициент сжатия; В - база сигнала.

В частности, с учетом (3.21) при длительности парциального им­ пульса Т = 1 мкс и размерности кода N= 10, разрешающая способность по задержке составляет Дг = 1/30 мкс, что соответствует разрешающей

способности по дальности Дн = 5 м . Следовательно, некоторое сниже­ ние разрешающей способности по дальности за счет весовой обработки в 1,7 раза не оказывает существенного влияния на результат, поскольку значение =8,5 м в этом случае является также достаточно высоким

и может быть значительно выше при увеличении размерности кода N или использовании ДСЧЧМ, при которых разрешающая способность по задержке определяется значением Дг = 77/VZ,, а также за счет возмож­

ного уменьшения длительности парциального импульса Т.

Таким образом, использование весовой обработки ДКЧС обес­ печивает значительное снижение УБЛ по задержке, что позволяет по­ высить надежность обнаружения слабых сигналов в каналах дально­ сти при высокой разрешающей способности по задержке и частоте. Практически весовую обработку дискретных компонент ДКЧС можно осуществлять в процессе сжатия сигнала. При этом, кроме блоков согласованной фильтрации и декодирования, фильтр сжатия должен содержать весовой блок.

Вопросы для самоконтроля

1. Что достигается при использовании систем дискретно-кодированных сигналов?

2.Какими свойствами обладает функция неопределенности составных дискретно-кодированных сигналов?

3.В чем заключается оптимизация формы функции неопределенности систем дискретно-кодированных сигналов?

4.С какой целью применяется весовая обработка дискретнокодированных сигналов?

5.Чем достигается скрытность работы РЛС при использовании дис­ кретно-кодированных сигналов?

6.Каким образом влияет весовая обработка ДКС на уровень боковых лепестков функции неопределенности?

4. ПОСТРОЕНИЕ УСТРОЙСТВ ФОРМИРОВАНИЯ И ОБРАБОТКИ

ДИСКРЕТНО-КОДИРОВАННЫ Х СИГНАЛОВ

Решение задачи синтеза широкополосных ДКС включает в себя выбор кодирующих параметров и метод их кодирования, а также анализ трех­ мерного тела ФН ДКС, удовлетворяющей предъявляемым требованием к тактическим параметрам современных РЛС. После выбора наиболее перспективного сигнала с кодированием фазы, частоты или совместным амплитудно-фазовым кодированием необходимо определить методы формирования и обработки ДКС.

Процесс формирования ДКС состоит в выборе метода реализации синтезированного алгоритма и обоснования схемотехнического реше­ ния для создания зондирующего сигнала РЛС с заданными свойствами.

Обработка широкополосных ДКС осуществляется на этапе приема отраженных сигналов с использованием методов оптимальной согласо­ ванной фильтрации или корреляционной обработки. При построении схем обработки ДКС необходимо использовать методы и устройства ЦОС.

4.1.Устройства формирования и обработки фазоманипулированных сигналов

4.1.1Формирование фазоманипулированных сигналов. Для формирования ФМ-сигнала на основе кода Баркера или М - последова­ тельности используется схема формирования псевдослучайной после­ довательности, которая в соответствии с заданным кодом выдает после­ довательность импульсов для модуляции фазы высокочастотного коле­ бания на выходе генератора непрерывного сигнала. Формирователь псевдослучайной последовательности может быть выполнен с помощью

регистра сдвига (PC), число разрядов которого определяется размерно­ стью кода, а выходные сигналы регистра определяются выбранным ко­ дом (рис. 4.1). Сдвиг сигналов в PC осуществляется тактовыми импуль­ сами с периодом следования, равным длительности парциального им­ пульса ФМ-сигнала Г, а входной сигнал регистра следует с периодом, определяющим общую длительность сигнала в соответствии с размер­ ностью кода ти = NT

На рис. 4.1,а в качестве примера представлен кодовый преобразо­ ватель фазы КПФ семиразрядной кодовой последовательности Баркера (N = 7). Этот код используется для модуляции фазы сигнала генератора высокой частоты ГВЧ, сигнал которого поступает на вход фазового мо­ дулятора ФМ, с помощью которого осуществляется модуляция фазы с последующим усилением сформированного ФМ-сигнала в усилителе высокой частоты УВЧ.

На рис. 4.1,6 приведены сигнал ГВЧ длительностью ти (а), коди­

рующая семиразрядная последовательность кода Баркера (б) и сформи­ рованный ФМ-сигнал (в) длительностью T„=NT

Рассмотренная схема формирования ФМ-сигналов относится к ак­ тивному принципу, который обеспечивает возможность манипуляции фазы непосредственно на несущей частоте. Однако существует возмож­ ность построения устройства формирования ФМ-сигнала, в котором фа­ зовая манипуляция осуществляет­ ся на более низкой, обычно про­ межуточной частоте (рис. 4.2).

Сигнал с выхода задающего гене­ ратора ЗГ поступает на схему формирования кодовой последо­ вательности ФКП и с помощью балансного модулятора БМ и ге­

нератора высокой частоты ГВЧ сформированный ФМ-сигнал перено­ сится на несущую частоту и усиливается в усилителе высокой частоты УВЧ. Схема синхронизации СС выдает сигналы, определяющие дли­ тельность парциальных импульсов Т и длительность кодовой последо­ вательности ги = NT

Следует отметить, что данной схеме свойственны недостатки, свя­ занные с потерями преобразования сигналов и необходимостью боль­ шого усиления излучаемого ФМ-сигнала.

При использовании пассивного способа формирования ФМсигналов в качестве возбуждпощего сигнала обычно применяются очень короткий импульс наносекуйдной длительности и формирующий фильтр с заданной импульсной характеристикой.

В основе формирования ^-последовательностей лежат линейные рекурентные двоичные последовательности максимальной длительно­ сти N = (2я —1), где п - размерность начальной последовательности.

Поскольку алгоритм формирования М-последовательностей являет­ ся рекуррентным и использует процедуру суммирования по модулю 2, то построение устройства формирования ^-последовательностей можно осу­ ществить на основе регистра сдвига с линейной обратной связью, числом разрядов п и сумматором по модулю 2 в цепи обратной связи (рис. 4.3).

На рис. 4.3 представлена схема формирования М-последователь- ностей и в качестве примера принята размерность начального кода п =5. В этом случае формируется последовательность N = (25-1) = 31. Схема содержит пятиразрядный PC, сумматор по модулю 2 в цепи обратной связи, кодовый преобразователь фазы КПФ, генератор высокой частоты ГВЧ, балансный модулятор БМ и усилитель высокой частоты УВЧ.

В начальном состоянии в ячейки регистра сдвига вводятся двоич­ ные числа (начальная последовательность). При поступлении первого тактового импульса состояние (М )-го разряда перейдет в /-й разряд, а в первый разряд запишется значение из сумматора по модулю 2. При этом на выходе регистра формируется число а*.ь при поступлении второго тактового импульса - число и т.д.

После некоторого числа тактовых импульсов ах исходная после­ довательность начинает повторяться. В данном примере максимальный период повторения N двоичной последовательности {a,} N = 31. По­ скольку число различных состояний регистра сдвига конечно и равно

(2я -1 ), то возникновение первоначального состояния неизбежно, и,

следовательно, генерируемая последовательность является периодиче­ ским сигналом с периодом повторения N.

При заданном п максимальный период последовательности обес­ печивается определенной совокупностью коэффициентов Ь\9...9Ьп в ре­ куррентном алгоритме ai =blai_l ®b2ai_2®...®bnain9 / =л+1,л+2,...

мерностью кода длительностью парциального импульса (ЛЧ)Г. Фазоинверторы осуществляют сдвиг фазы высокочастотного сигнала на яг в соответствии с импульсной характеристикой фильтра. На выходе СФ сжатия формируется высокочастотный сигнал длительностью Т. Коэф-

стым импульсом длительностью ги увеличивается в N раз, а УБЛ со­ ставляет величину, равную 1IN.

Следует отметить, что реализация СФ сжатия ФМ-сигнала на вы­ сокой частоте требует обеспечения стабильности частоты, поскольку ФМ-сигналы весьма чувствительны к нестабильности несущей частоты и возможным искажениям в радиоприемном канале РЛС.

Кратковременная относительная нестабильность несущей частоты должна быть не хуже Ю”8 за время tR = I R ^ Iс , а генератор несущей

частоты должен иметь минимальные фазовые шумы.

При аналоговом исполнении фильтра сжатия на высокой частоте линия задержки может быть построена на поверхностных акустических волнах (ПАВ), к которым также предъявляются высокие требования стабильности задержки для обеспечения синфазного сложения дискрет­ ных компонент ФМ-сигнала в сумматоре.

Построение СФ на основе техники ПАВ позволяет значительно сни­ зить массогабаритные характеристики за счет того, что длина акустиче­ ской волны в 10 раз меньше длины волны электромагнитной волны той же частоты. Электрические колебания преобразуются в акустическую волну с помощью встречно-штырьевых преобразователей. В фильтрах сжатия ФМ-сигналов изменение фазы на ж осуществляется путем изме­ нения последовательности соединения пггырьевых электродов. Выходной преобразователь содержит N отводов, полярность которых при соедине­ нии с сумматором определяется заданным кодом ФМ-сигнала. В случае использования весовой обработки для снижения УБЛ длина штырей мо­ жет изменяться в соответствии с видом весовой функции. Построение СФ сжатия на основе техники ПАВ обеспечивает работу в сантиметровом диапазоне волн с шириной полосы сигнала свыше 500 МГц н коэффици­ ентом сжатия 103

Достоинством обработки ФМ-сигналов на несущей частоте явля­ ется отсутствие преобразователей частоты, которые вносят дополни­ тельные потери. Однако при этом предъявляются жесткие требования к стабильности несущей частоты и стабильности характеристик фильтра сжатия.

В современных РЛС в приемном тракте обычно производится пре­ образование сигналов и переход с несущей частоты на промежуточную. В этом случае обработка ФМ-сигнала производится на промежуточной частоте, а СФ сжатия устанавливается на выходе усилителя промежу­ точной частоты (УПЧ). При этом для уменьшения потерь преобразова­ ния необходимо использовать малошумящие транзисторные и парамет­ рические усилители. В остальном обработка ФМ-сигнала на промежу­ точной частоте аналогична обработке на несущей.

С целью использования современных методов ЦОС построение цифровых фильтров сжатия (ЦФС) может быть осуществлено с приме­ нением PC. Поскольку входным сигналом PC должен быть видеоим­ пульс, необходимо сформировать видеокод (последовательность бипо­ лярных импульсов). Это обеспечивается с помощью фазового детектора ФД, на один вход которого после ограничения поступает ФМ-сигнал на промежуточной частоте, а на второй вход - опорный сигнал когерент­ ного гетеродина (рис. 4.5).

Рис. 4.5

Сигналы с выхода ФД поступают на кодовый преобразователь фа­ зы (КП), на выходе которого формируются видеоимпульсы разной по­ лярности в соответствии с кодовой последовательностью ФМ-сигнала. Временная дискретизация сигналов осуществляется генератором им­ пульсов дискретизации ГИД. Сформированный видеокод поступает в PC и с выхода его разрядов - в сумматор. При этом в соответствии с ви­ дом импульсной характеристики СФ сжатия сигналы с выхода некото­ рых разрядов регистра инвертируются (см. рис. 4.4,6), что означает за­ мену нуля видеокода «минусом» и отражает тот факт, что при когерент­ ном детектировании ФМ-колебания получается сигнал, получающий положительное (+) или отрицательное (-) значение. Число разрядов PC определяется размерностью кода ФМ-сигнала на основе кода Баркера или ^-последовательности.

Использование ЦФС при обработке ФМ-сигналов обеспечивает более высокую надежность по сравнению с аналоговыми СФ сжатия и

отсутствие затухания сигналов в PC. Кроме того, ЦФС хорошо согла60