книги / Широкополосные дискретно-кодированные сигналы в радиотехнике и радиолокации

суются с устройствами ЦОС при решении задач обнаружения, измере­ ния, распознавания и классификации.

При априорной неопределенности относительно доплеровского смещения частоты принимаемых ФМ-сигналов, структурная схема фильтровой обработки становится многоканальной по частоте (рис. 4.6).

Полосовой фильтр ПФ на входе схемы имеет поло­ су пропускания, согласован­

леровской частоты f mах. Число частотных каналов определяется дина­ мическим диапазоном доплеровских частот и шириной спектра одиноч­ ного ФМ-импульса ги :

^ _ f птах ~~Удmin

¥

Вкаждом частотном канале после сжатия в цифровых фильтрах ЦФС сигналы поступают в цифровые гребенчатые фильтры накопления пачки импульсов ЦНП, с последующим сравнением результатов накоп­ ления в пороговых устройствах ПУ. В случае превышения порога в ка­ ком-либо канале сигнал обнаружения через выходной коммутатор ВК регистрируется на выходе схемы.

Вслучае использования корреляционной обработки ФМ-сигналов, являющейся одним из способов оптимальной обработки, в результате которой устраняется фазовая модуляция сигнала. Таким образом, кор­ реляционная схема производит демодуляцию ФМ-сигнала и последую­ щее когерентное накопление импульсов.

Структурная схема корреляционного приемника включает перемножитель, линию задержки и интегратор. Функцию перемножения

принятого и опорного сигналов обычно выполняют ФД, а в качестве ин­ тегратора может использоваться ПФ, полоса пропускания которого должна быть согласованна с длительностью сигнала Af = \/ти.

4.2. Устройства формирования и обработки дискретно-кодированных по частоте сигналов

4.2.1. Формирование дискретно-кодированных по частоте сигна­ лов. Структурную схему устройства формирования ДКЧС можно представить в виде двух функциональных узлов: управляемого синтезатора частот УСЧ и цифрового блока управления ЦБУ, который

формирует двоичный управляю­ щий код ДУК для УСЧ (рис. 4.7).

Цифровой блок управления позволяет оперативно менять код и, при необходимости, тип (ДКЧС. ПДКЧС или ДСЧЧМ) зондирую­ щего сигнала для повышения по­ мехозащищенности и скрытности работы РЛС. Этот блок состоит из схемы выбора сигнала СВС, блока

оперативной памяти (БОП) и блока формирования кода частоты БФКЧ. При появлении управляющего кода «смена сигнала» СВС формирует управляющие команды на БОП и БФКЧ, соответствующие типу нового сигнала. Далее из БОП по переданному адресу считывается информация о новой кодовой последовательности {вг} (или нескольких последователь­ ностях для ПДКЧС и ДСЧЧМ), и в БФКЧ по этим данным формируется управляющий код УСЧ. Информация о кодах частоты записывается в БОП через вход «запись данных» до начала работы РЛС. Цифровой блок управления может быть универсальным, т. е. формировать ДУК УСЧ для всех типов сигналов, а именно ДКЧС, ПДКЧС и ДСЧЧМ.

В качестве управляемого синтезатора частот можно использовать синтезатор прямого синтеза частот (СПСЧ) на ПАВ с использованием деления, умножения и суммирования выходных сигналов. Такое по­ строение синтезатора частот обеспечивает одновременное достижение большой скорости коммутации, низкого уровня шумов, малого объема аппаратуры при большом числе каналов и средней стоимости. Описание вариантов построения основных элементов и узлов управляемых СПСЧ приведено, в частности, в [9].

Для минимизации объема устройства в синтезаторе могут приме­ няться гибридные интегральные схемы.

Данная схема формирователя дискретно-кодированных по частоте сигналов позволяет излучать ДКЧС и СДКЧС с переменными парамет­ рами N, L, D и различными кодовыми последовательностями частоты. При этом максимальное значение JVдля ДКЧС и ПДКЧС равно количе­ ству синтезируемых частот N/t a L ограничивается только требуемым объемом памяти БОП. Параметр D для ПДКЧС и ДСЧЧМ передается в коде «смена сигнала» и влияет на вид формируемого ЦБУ двоичного управляющего кода УСЧ. Размерности синтезируемых ДСЧЧМ ограни­ чены произведением LN й N/.

Следует отметить, v$o вместо формирования ДКЧС с 30<N<Nfi це­ лесообразнее использование ДСЧЧМ с размерностями LN <>N/, при этом повышается скрытность работы РЛС при сохранении требуемых

свойств ФН. Это связано с тем, что при формировании ДКЧС Костаса приходится пользоваться известными частными аналитическими конст­ рукциями для специфических значений размерности У, а (]юрмирование даже псевдослучайных матриц Костаса на ЭВМ при N >30 является труд­ но выполнимой задачей. Однако использование ДСЧЧМ с псевдослучай­ ными ДКЧС Костаса с размерностями N< 30, синтезированными на ЭВМ. позволяет получить требуемую базу радиолокационного сигнала.

4.2.2. Обработка дискретно-кодированных по частоте сигна­ лов. Обработка полученного с выхода радиолокационного приемника сигнала может осуществляться по различным схемам: корреляционной, фильтровой или фильтрационно-корреляционной. Сжатие принятого сигнала в этих схемах осуществляется непосредственно на корреляторе или, для двух последних схем, в ФС, согласованном с излучаемым ДКЧС или СДКЧС. Далее для повышения отношения сигнал/шум в ка­ нале обнаружения используется когерентное или некогерентное накоп­ ление пачки сжатых радиоимпульсов.

Построение устройства обработки на корреляторе, для которого опорный сигнал берется с выхода устройства формирования (передат­ чика РЛС), является наиболее универсальным и может одновременно работать как с ДКЧС-, так и с СДКЧС-сигналами. Тогда используемый рабочий сигнал определяется ЦБУ устройства формирования. Однако недостатком данной схемы является наличие многоканальное™ по за­ держке и доплеровским частотам, что приводит к увеличению массога­ баритных и стоимостных характеристик устройства обработки.

Для фильтровой и фильтрационно-корреляционных схем многоканальность по задержке не нужна, но фильтр сжатия, формирующий на выходе автокорреляционную функцию сигнала, должен быть согласо­ ван с конкретным принимаемым сигналом. Поэтому для повышения помехозащищенности и скрытности работы РЛС за счет смены кода зондирующего сигнала необходимо использовать управляемый фильтр сжатия (УФС) принятого ДКЧС.

Фильтр сжатия для ДКЧС может быть построен при помощи N по­ лосовых фильтров (ПФ), выходные сигналы которых задерживаются в соответствии с частотно-временной матрицей сигнала и суммируются с учетом начальной фазы элементарных импульсов (рис. 4.S).

Каждый ПФ согласован с отдельным элементом сигнала - радиоим­ пульсом с частотой f n и имеет полосу пропускания Д/пф, равную 2IT. Для построения УФС между набором ПФ и блоком задержек БЗ необходим управляемый коммутатор УК, соединяющий выходы фильтров с входами линий задержек, обеспечивающих формирование в сумматоре требуемого кода частоты ДКЧС. Стробирующее устройство СУ считывает значение сигнала в момент максимума отношения сигнал/шум. Управляющая часть, которую по аналогии с устройством формирования назовем цифро-

Представленный на рис. 4.9 спектр состоит из N, функций sinc(...), соответствующих спектрам элементарных импульсов, расположенных с шагом А/ зависящим от коэффициента М. Тогда ширина спектра ДКЧС F0равна

Ширина спектра ПДКЧС соответствует ДКЧС и также определяет­ ся по формуле (4.1), а выражение для ширины спектра ДСЧЧМ опреде­ ляется по аналогии с ДКЧС, но с учетом того, что ДСЧЧМ состоит из L ДКЧС, расположенных на поднесущих с шагом А

Таким образом, частота дискретизации АЦП Fa в случае ДКЧС и ПДКЧС определяется в соответствии (4.1), а в случае ДСЧЧМ - с ис­ пользованием (4.2).

Требование к количеству разрядов АЦП предъявляется, исходя из динамического диапазона входных сигналов, из расчета 6 дБ на разряд. Например, для ДКЧС с М =1, N =20, Т =1мкс при работе в динамическом диапазоне 72 дБ необходим АЦП с Fa^ 42 МГц и 12 разрядами. Такие требования для современных АЦП достижимы, и это дает возможность использовать их для построении ЦУФС.

Однако в случае необходимости повышения размерности N ДКЧС и СДКЧС сигналов для увеличения коэффициента сжатия, помехоза­ щищенности и скрытности работы РЛС могут возникнуть трудности с практической реализацией данной схемы из-за сложности построения АЦП с требуемым быстродействием и количеством разрядов. Поэтому целесообразнее использовать в качестве зондирующего сигнала ДСЧЧМ размерностью LN, у которого N<N$, а при обработке принятого сигнала преобразовывать его к виду производящей ПДКЧС. В этом случае бы­ стродействие АЦП определяется размерностью ПДКЧС N, но при этом удается повысить помехозащищенность и скрытность работы РЛС за счет увеличения размерности сигнала, равной LN.

При анализе скрытности работы РЛС рассматривают его энергетиче­ скую и структурную скрытность используемого зондирующего сигнала.

Энергетическая скрытность - это способность сигнала противо­ стоять обнаружению. Признаком, по которому приемники радиотехни­ ческой разведки судят о наличии сигнала, является энергия, которую

имеет наблюдаемый процесс на интервале времени Г„:

т

E = jx(t)dt = (Pc+P J ,

о

где Р0- средняя на интервале времени наблюдения мощность сигнала, Рш- мощность шума.

При любом критерии принятия решения о наличии сигнала веро­ ятность правильного обнаружения монотонно зависит от соотношения сигнал/шум в полосе А/рразведывательного приемника:

Если параметры разведывательного приемника подобраны опти­ мальным для применяемого ДКЧС (СДКЧС) образом, т. е. Afp = Fc и Ти равно длительности сигнала, то соотношение сигнал/шум и вероятность правильного обнаружения, в соответствии с (4.3), уменьшаются с рос­ том базы ДКЧС (СДКЧС).

Структурная скрытность - это способность сигнала противосто­ ять мерам радиотехнической разведки, направленным на распознавание сигнала, т. е. мерам по отождествлению сигнала с одним из известных, для которых имеются эталонные образцы. Эталонный образец - это со­ вокупность признаков сигнала, набор значений его параметров. Для ДКЧС и СДКЧС параметрами являются Tim сигнала, его размерности N, L, параметр D и используемые коды частоты {в5Г}.

Структурную скрытность характеризует вероятность ошибки рас­ познавания структуры Рпр, которая является условной и определяется в случае обнаружения сигнала. Она увеличивается с ростом количества возможных вариантов формирования кода частоты {6Str}. Для ДКЧС размерности N число возможных вариантов кода частоты равно N1. Вследствие отсутствия универсальной аналитической конструкции для матриц Костаса произвольной размерности N (что также повышает структурную скрытность ДКЧС на их основе), при помощи ЭВМ опре­ делен полный объем решений (С) для N=3, 4,..., 12, который соответст­ венно равен 4, 12, 40, 116, 200, 444, 760, 2160, 4368 и 7852. Полученные данные показывают, что число вариантов возможных матриц Костаса с ростом N увеличивается, но отношение С/Nl, характеризующее вероят­ ность того, что выбранная случайным образом частотно-временная мат­

Следовательно, с ростом N структурная скрытность ДКЧС Костаса по­ вышается. Соответственно, чем больше база ДКЧС и СДКЧС, тем больше различных сигналов в пространстве (f t) можно сформировать и тем выше Р ^ . Для случая ПДКЧС и ДСЧЧМ при той же размерности N удается еще больше повысить структурную скрытность за счет исполь­ зования L различных ДКЧС Костаса и различного их размещения в час­ тотно-временной матрице СДКЧС.

Таким образом, применение ДКЧС и СДКЧС позволяет повысить энергетическую и структурную скрытность работы РЛС.

66

4.3. Анализ помехозащищенности РЛС при использовании дискретно-кодированных сигналов

Рассмотрим помехозащищенность РЛС при воздействии некоторых ви­ дов помех на примере использования в качестве зондирующих сигналов ДКЧС и СДКЧС.

Влияние воздействующих помех существенно зависит от их мощ­ ности. Мощность помех на входе приемника РЛС в его полосе пропус­ кания может значительно превышать мощность сигнала. Если спек­ тральная плотность мощности (СПМ) воздействующей помехи описы­ вается функцией N(co)yто средняя мощность помехи равна

оо

При условии, что этот интеграл имеет конечное решение, помехи такого рода называются помехами с ограниченной мощностью (ПОМ). При воздействии ПОМ помехоустойчивость РЛС определяется не только энергией используемого сигнала, но и его структурой и некоторыми другими параметрами, наиболее важным из которых является база В. По своим частотно-временным свойствам ПОМ можно разделить на сосре­ доточенные шумовые, узкополосные, импульсные и структурные [10].

Анализ воздействия сосредоточенной шумовой помехи. Сосре­ доточенными помехами называются такие, у которых ширина спектра Fn совпадает с шириной спектра сигнала F. Предположим, что шумовая помеха является гауссовским случайным процессом с равномерной СПМ Nnв пределах полосы спектра сигнала F.

Когда на входе обнаружителя присутствуют сигнал U(t) и сосредо­ точенная шумовая помеха Ucn(t), то имеем напряжение на входе ФС

UhX(t)=U(t) + Ucn(t).

Определим накопленное отношение сигнал/помеха на выходе ФС ДКЧС (СДКЧС). Обозначим через (Увых т напряжение на выходе элементного согласованного фильтра (ЭСФ) с номером /и, которое рав­ но сумме сигнальной Ucm и помеховой составляющей Ucnm:

Предположим, что математическое ожидание помехи M[Umm]=0 и ее

дисперсия D[Ucnm]=<ylm. ТотдлМ[иш^п]=ист, £[С/выхт]=£[£/шт]= <г*т •

При линейном накоплении имеем отношение сигнал/помеха по мощности на выходе сумматора

(4.4)

где N9 - количество накапливаемых элементов сигнала.

Максимум сигнальной составляющей на выходе (ЭСФ) будет в момент окончания сигнала [10]:

(4.5)

где ЕсгРыфсТ - энергия элементарного импульса ДКЧС (СДКЧС); Л»*фс- средняя мощность сигнала на входе ФС; Т - длительность элементарного радиоимпульса; Я0 - постоянная фильтра

оо

где Nnm - СПМ помехи в полосе т-го ЭСФ.

В соответствии с (4.5) и (4.7) формулу (4.4) можно представить в виде

Соотношение (4.8) получено при условии, что СПМ шумовой помехи в полосе каждого ЭСФ одинаковы и равны

N„„ = N„=Ptt/F ,

где F - ширина спектра ДКЧС (СДКЧС); Р„ - ограниченная средняя мощ­ ность помехи на входе ФС.

Таким образом, в соответствии с (4.8) отношение сигнал/сосредоточенная помеха по мощности на выходе ФС