Устраняется эта паразитная связь при помощи развя­ зывающего фильтра /?фСф. При достаточно большой вели­ чине Сф он шунтирует усилительный элемент вместе с его нагрузочным сопротивлением и почти все падение обрат­ ного переменного сигнала происходит на Яф.

Паразитная обратная связь через источник питания осо­ бенно проявляется в усилителях на полевых транзисторах. Поэтому применение развязывающих фильтров в много­ каскадных усилителях этого типа обязательно.

Контрольные вопросы и упражнения

1.Покажите, что обратная связь (см. схему на рис. 3.3, а) является параллельной отрицательной по напряжению.

2.Напишите выражение для определения величины сме­ щения U06в схеме на рис. 3.3, в с учетом параметров тран­ зистора и элементов схемы.

3.Напишите выражение для определения величины сме­ щения /7оз в схеме на рис. 3.5, в с учетом параметров тран­ зистора и элементов схемы.

4.Поясните причины возникновения паразитной обратной связи через общий источник питания в многокаскадном усилителе и методы устранения этой связи.

Г л а в а 4

УСИЛИТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ С РЕЗИСТИВНО-ЕМКОСТНОЙ СВЯЗЬЮ

4.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ

Усилительные каскады с резистивно-емкостной связью (или иначе RC-связью) широко используются в предвари­ тельных каскадах усиления сигналов низкой частоты, яв­ ляются составной частью генераторов колебаний различ­ ной формы и многих импульсных устройств. Свойства этих усилителей оцениваются, в основном, способностью усили­ вать сигнал, то есть величиной коэффициента усиления на­ пряжения или тока. При этом такие показатели, как выходная мощность и коэффициент полезного действия не являются первостепенными.

К достоинствам этих усилителей следует отнести равно­ мерное усиление сигнала в широком диапазоне частот, не­

чувствительность к воздействию внешних магнитных полей. Каскады с RC-связью удобны для интегрального исполне­ ния схемы.

4.2. ПРИНЦИПИАЛЬНЫЕ И ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ СХЕМЫ

Принципиальйые схемы усилительных каскадов с RC- связью на биполярных и полевых транзисторах приведены на рис. 4.1, а и 4.1, б, соответственно.

В многокаскадном усилителе напряжения связь между каскадами осуществляется через разделительные конден­ саторы Ср.

Рис. 4.1. Принципиальные схемы усилительных каскадов с /?С-связыо

билизацию режима работы каскада. R Bрассчитывается для выбранного режима. Сэ выбирается величиной в десятки (в зависимости от величины /н) или сотни микрофарад. Резис­ торы R\ и R2 (R3 и R4) создают необходимое смещение во входных цепях транзисторов VT\ и VT2. Эти резисторы рассчитываются известным образом совместно с /д для вы­ бранного режима работы. Величина сопротивления коллек­ торной нагрузки RKобычно значительно меньше сопротив­ ления коллекторного перехода транзистора, что дает воз­ можность воспользоваться упрощенным представлением параметров прибора. Емкость конденсатора Ср стремятся вы­ бирать побольше (единицы или десятки микрофарад). По­ этому в схемах применяются обычно электролитические конденсаторы. Имеющие при этом место значительные токи утечки существенно меньше токов смещения каскада и не влияют на режим работы.

В усилительном каскаде на полевом транзисторе (рис, 4.1, б) необходимое смещение и стабилизация режима

работы обеспечиваются цепочкой R UCH. Резисторы в цепи затворов транзистора R 3i и R& обеспечивают входное со­ противление каскадов. На практике R3l и R 32 выбираются в пределах от единиц до 100 мОм. Разделительный конден­ сатор Ср в этой схеме значительно меньше, чем в предыду­ щей, так как входное сопротивление следующего каскада сравнительно велико.

Развязывающие фильтры /?фСф на рис. 4.1, а и 4.1, б обеспечивают устранение паразитной обратной связи между

Рнс. 4.2. Эквивалентные схемы усилительных каскадов с /?С-связью

каскадами через общий источник питания. Резистор /?ф обычно имеет величину сопротивления порядка сотен Ом, а емкость конденсатора Сф и С„ — десятки или сотни мик­ рофарад. Построим эквивалентные схемы рассматриваемых усилительных каскадов. Допустим, что емкости С9 и Си обес­ печивают постоянство напряжений на эмиттере и истоке при наименьших частотах входного сигнала. Тогда для пе­ ременной составляющей сигнала можно считать резисторы R 3 и /?„ закороченными так же, как и источники питания Ех. и Ес. Благодаря большой емкости конденсатора Сф мож­ но такжз считать, что резисторы RK и Rc подключены па­ раллельно транзисторам VT1. Заменим транзисторы VT1 эквивалентным генератором тока SU nx с внутренним со­ противлением R t.

Эквивалентные схемы усилительных каскадов с RC- связыо, полученные из схем рис. 4.1, а и 4.1, б, показаны на рис. 4.2, а и 4.2, б соответственно. Здесь конденсаторы Скэ и Сс„ учитывают емкость коллекторного перехода и ем­ кость сток-исток транзисторов первого каскада схем на би-

полярных и полевых транзисторах. Конденсаторы Свх2 учи­ тывают входную емкость следующего каскада (или нагруз­ ки, если каскад оконечный). В эквивалентных схемах сле­ дует учесть емкость монтажа См, которая образуется емкостью соединительных проводов и паразитными емкостя­ ми используемых деталей. Резистор RA на рис. 4.2, а учиты­ вает влияние цепи смещения R3 и R4 второго каскада схе­ мы на биполярных транзисторах. По переменной состав­ ляющей сигнала эти резисторы включены параллельно, то

пЯЗЯ4

есть RZ + R4 •

Так как емкости конденсаторов Сю и СВХ2 в схеме на рис. 4.2, а не превышают сотен пикофарад, емкости конден­ саторов Сси и Св х 2 в схеме на рис. 4.2, б — величины единиц и долей пикофарад и емкость монтажа См в обеих схемах имеет величину 2...10 пикофарад, то суммы емкостей Скэ + + Свх2 + См и Сси + Свх2 4- См будут значительно меньше емкости разделительного конденсатора Ср и их все можно сосредоточить в правой части эквивалентных схем, заменив одним конденсатором С0 величиной, соответственно: для

биполярном транзисторе будет иметь вид, показанный на

ют соответственно постоянными времени усилительного кас­ када на верхних и нижних частотах. Из последнего выра-

жеиия нетрудно получить модуль коэффициента усиления по напряжению

и аргумент, представляющий собой угол сдвига по фазе между выходным и входным напряжениями

4.3.ОБЛАСТЬ СРЕДНИХ ЧАСТОТ

^В области средних частот конденсаторы Ср и С0 практи­ чески не оказывают влияния на усиливаемый сигнал, так

как

Модуль коэффициента усиления, как следует из выра­ жения (4.1) возрастает и достигает максимума К0 = SR mB

на так называемой частоте квазирезонанса усилителя со0 = 1

Г т л * Фазовые сдвиги в области средних частот близки к ну­

лю, а коэффициент частотных искажений практически ра­ вен единице.

Эквивалентная схема усилительных каскадов на бипо­ лярных и полевых транзисторах в области средних частот приведена на рис. 4.2, д.

4.4. ОБЛАСТЬ НИЖНИХ ЧАСТОТ

В области нижних частот —-— (онтв и поэтому влия-

(0нт„

нием конденсатора С0 можно пренебречь. Эквивалентная схема усилительных каскадов для этой области частот будет иметь вид, показанный на рис. 4.2, г.

Из выражений (4.1) и (4.2) для области нижних частот можно получить

Из (4.3) и (4.4) видно, что с уменьшением частоты вход­ ного сигнала по сравнению с со0 модуль коэффициента уси­ ления каскада уменьшается, а фазовый сдвиг между вы­ ходным и входным напряжениями при <он 0 стремится к

Коэффициент частотных искажений М и согласно выра жению (2.1) для этой области частот равен

1+Ш (4.5)

Обычно допустимое значение М н лежит в пределах 1,05—1,5. Нижняя граничная частота сон рабочего диапазона может

быть определена по допустимому уровню изменения модуля j/

ния (4.5), нужно увеличивать тн, т. ё. увеличивать либо ем кость конденсатора Ср, либо сопротивление резистора R0. Как уже указывалось, увеличение емкости конденсатора допустимо лишь в схемах на биполярных транзисторах. В схемах на полевых транзисторах из-за больших значений входного сопротивления транзисторов наличие тока утеч­ ки конденсатора недопустимо. Поэтому здесь приходится увеличивать т0 увеличением R0 за счет увеличения R 32 .

4.5. ОБЛАСТЬ ВЕРХНИХ ЧАСТОТ

В области верхних частот совтв^>— !— и поэтому влиясовтн

нием конденсатора Ср можно пренебречь. Эквивалентная схема усилительных каскадов на биполярных и полевых транзисторах показана на рис. 4.2, ж. Из выражений (4.1) и (4.2) для области верхних частот получим

частоты входного сигнала по сравнению с со0 модуль коэф­ фициента усиления уменьшается, а сдвиг по фазе между вы­ ходным и входным напряжениями при сов оо стремится