книги / Тиристорные генераторы ультразвуковой частоты
..pdfВ целом инвистор характеризуется следующими энергетическими со отношениями:
|
Р* = PQS + |
— 0; |
(2.35) |
A P s ^ l/T ^ u sFs d t = l / T ^ u R(Fs)Fs d t ~ l l T j i <t(Fs)d t< b P , |
(2.36) |
||
T |
T |
T |
|
где A P — предельно допустимые потери в инвисторе, определяемые его тепловым режимом, y[F s)^A ps= iiR(Fs)Fs — мгновенные потери мощ ности в инвисторе. Функция ф(Р5) всегда положительная, монотонно возрастающая и вогнутая:
Ф > 0; (dy/dFs) > 0; (d*<p/dFs* ) > 0. |
(2.36а) |
3. Абсолютное значение напряжения на инвисторе us не должно |
|
превышать некоторое предельное значение U: |
|
\us \^U . |
(2.37) |
Это предельное значение характеризует электрическую прочность |
|
инвистора. |
|
Свойства инвистора, выраженные в (2.34)— (2.37), |
являются не |
обходимыми. Основываясь на них, установим такие признаки инвисто ра, которые обусловливают наилучшее использование их для преобра зования энергии постоянного тока в энергию переменного тока, т. е. максимум Post см. (2.35).
На рис. 2.10 изображены в общем виде кривые изменения тока и напряжения инвистора в установившемся режиме в течение периода Т. Из рисунка можно установить, что имеются четыре характерных режи ма, соответствующих различным интервалам времени, на которые раз бит период работы инвистора:
интервалы Ata+, в течение которых ws> 0 ;
Fs> 0 (ia = 1 , 2 |
...); |
интервалы Atpu, в течение которых |
|
us> 0, Fs< 0 (Р=1, |
2 . .. ); |
Рис. 2.10. Обобщенные кривые тока и напряжения инвистора
интервалы ЛfTl-, в течение которых
Ks<0; Fs>0;
интервалы Д в течение которых
Fs^s,0.
Примем следующие обозначения:
2а Д*«+ =A t+'
2 AV = д<“;
р
(2.38)
2 Л^ = Д ^ :
2г д'» вД<-
Нетрудно видеть, что сумма
д#+ + д *и + А*1 + Д*- = г.
Временам |
интервалов Ы + |
и Дtu соответствует 0 < u s< U , |
интерва |
лов àti и A |
соответствует |
ы ^О . Следовательно, значение Uos= |
|
т |
|
|
|
= . f J usdt не может превышать £//(Д*++Д/и). |
|
||
Отсюда максимальное значение |
|
||
|
Uosmax= UfW ++M u) |
(2.39) |
|
и достигается |
в случае, когда |
интервалы с отрицательным |
значением |
иа отсутствуют, а при положительном значении us оно равно предель
ному значению |
U. |
|
|
|
|
|
|
|
|
Несколько сложнее доказать, что ток Fs в интервалах Д/+ и Ati |
|||||||||
должен иметь постоянное значение, а в |
интервалах Д и |
Atu равнять |
|||||||
ся нулю. При этом нужно учесть два условия: |
|
|
|
|
|||||
1) потери в инвисторе в течение периода равны |
|
|
|||||||
APs = |
f |
j |
<f(Fs)dt + f |
J |
<f(Fs)d t< M > ; |
(2.40) |
|||
|
|
|
|
Дtu+A t_ |
|
|
|
|
|
2) средний |
ток |
инвистора, |
т. е. амплитуда |
нулевой |
гармоники |
||||
|
F „ |
= f |
J |
F J t + f |
J |
|
F # , |
|
(2.40a) |
|
|
|
**(+**+ |
btu-\-àt |
|
|
|
должен иметь максимальное значение, чтобы обеспечить максимальную мощность преобразования Pos. Из (2.40) и (2.40а) следует, что ток
52
Fs в интервалах Atu и Af_ должен быть равен нулю. Действительно, так как Fs в этих интервалах не больше нуля, ток Fos будет тем боль
ше, чем ближе |
J |
Fsdt к нулю. |
Этот |
интеграл.— второе слагаемое |
|||
(2.40а) — равен нулю только в том |
случае, |
если Р * = 0. При этом, оче |
|||||
видно, равно нулю и второе слагаемое |
в (2.40). |
|
|||||
С учетом сказанного имеем, что |
|
|
|
|
|||
|
|
A P = f |
Г |
|
9( / y j f , |
(2.406) |
|
а |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
F„s = |
f |
J |
Fsdt. |
(2.40в) |
а<1+4<+
Из (2.406) и (2.40в) следует, что ток F0s примет наибольшее зна чение, если ток Fs в течение интервалов AU и Af+ постоянен и равен
|
F s= F u ~ / W [ f ÇAU-\-At+) ] =const. |
(2.41) |
||
Для |
доказательства воспользуемся теоремой Иенсена |
[17] для |
||
вогнутых функций: |
|
|
|
|
|
|
|
|
(2.42) |
|
п-1 |
' |
/1=1 |
|
и ее интегральным следствием |
|
|
|
|
|
¥ p l /Д^] j |
fttfj |
<[1/Д *] j i(P)dt. |
(2.42а) |
a потом |
(2.40в), имеем |
|
сначала |
(2.406), |
|
|
|
||
АР |
<f(Fs)df^fbtv l J — |
. (2.43) |
||
- ' “ |
- s - J ’ |
1 № |
|
|
|
Lt |
|
|
|
Знак равенства в (2.43) возможен только, если ток Fs будет по стоянным и соответствовать (2.41). Окончательно для тока Fs инвистора получаем *
^ = |
= |
при tS = b ta+ и Д ^ ; | |
(2 Щ |
Fs= 0 |
|
при /ед<р„ и Д<8. J |
|
* Здесь и далее степень «— 1 » при функции означает обратную функцию [17].
И з анализа |
(2.39) |
и |
(2.44) |
находим, |
что для Pos^Posmax у инви^ |
|
стора необходимо, чтобы |
О, Fs^ 0. Но |
это условие может совпасть |
||||
с условием (2.35) только, если |
в любой момент времени |
произведение |
||||
а интервалы |
|
|
UsFs~ 0, |
|
(2.45) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
At+ = |
Д/__ =: 0; |
\ |
(2.45а) |
|
|
|
Atu = |
T — At[> |
J |
|
|
|
|
|
|||
И з условия |
(2.45) |
следует, |
что инвистор — ключевой |
элемент, т. е. |
у него либо ток равен нулю, когда и3> 0 (ключ разомкнут), либо на пряжение равно нулю, когда Fs> 0 (ключ замкнут).
На рис. 2.11,а даны теоретические кривые изменения тока и на пряжения инвистора — ключевого элемента.
Из (2.44) и (2.45а) имеем |
|
Pcs = У( 1 - fAtt)fAtiV-i( A P / f At() , |
(2.46) |
так как
A t+=A t-=Q и Atu=T—Ati.
Из (2.46) следует, что имеется строго определенное значение Ati, при котором Pos наибольшее. Применяя обычные методы установления экстремума, находим следующее выражение для определения (fAti):
Г - 1 IA P /(f А ^)о„т1 V' f r " 1 [A P /(fA < t )onTI > _ i
ДР [1 — 2(fAf()oirr]:[l — l/(fA ti)опт]
В частности, если AP^=aFsa ( а — коэффициент, 1 < а < 2 ) , |
то |
|
№ ) опт = (а — 1 ) / ( 2 а — 1 ) |
|
|
и наибольшее значение P0s равно |
|
|
g—1 |
2а— 1 |
|
PoS* 6 = U l ( ^ ' ) “ |
а |
(2.48) |
|
где /= (A P /a)V a.
Рис, 2.11. Кривые тока и напряжения инвистора:
а — в экстремальном режиме; б — в окончательном экстремальном режиме
|
Проведенный анализ |
позволил установить, что число Ni интерва |
|
лов |
открытия инвистора |
Afy равно числу интервалов закрытия |
Afy«, |
а также оптимальное значение суммы Д^опт^А^и+Д^г-}- . .. |
••• |
||
-)-Д£ш — см. (2.47). |
|
|
|
|
Однако остался невыясненным вопрос о числе интервалов «откры |
||
тия» |
инвистора в течение периода Ni и о соотношении между длитель |
ностью этих интервалов |Д*ц : Atu : :Дtnu
Для ответа на этот вопрос установим, при каком Ni и при каких Л/т/ мощность для какой-либо v -й гармоники тока Fs будет иметь ма ксимальное значение. При этом мы учитываем, что ток Fs и напряже
ние |
us |
изменяются |
в виде прямоугольных униполярных импульсов |
|||||||
(рис. |
2 .11 ,а). Амплитуды синусоидальной |
(индекс |
1 ) и косинусоидаль |
|||||||
ной |
(индекс 2 ) составляющих равны |
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
T |
|
|
N t |
|
|
|
|
|
F„ns \ = |
2 f ^ Fs siny<ùtd(= |
|
|
|
(cos |
— cosvco^), |
|||
|
|
|
о |
|
|
* |
" |
|
|
|
|
|
Im s2 |
= 2 f JT Fs cos |
|
|
J J |
|
(sin v©/T — sin v©*') t |
||
|
|
|
T |
|
|
JJ |
|
|
|
|
|
Um5l = |
2 f J |
us sin vtotdt = |
— |
(cos v © — cos v©*7+ i); |
|||||
|
|
|
о |
|
4 T= I |
|
|
|
||
|
|
|
T |
|
|
** £ |
|
|
|
|
|
^TTUs2 |
2 f j |
us cos viùtdt = |
— |
|
JJ (sin v© ^ +1 — sin v©/7) , |
||||
|
|
|
0 |
|
|
7=1 |
|
|
|
|
где |
и |
— моменты начала и конца интервала А ^г. |
||||||||
Найдем величину P vs: |
|
|
|
|
|
|
||||
После несложных преобразований получаем |
|
|||||||||
|
|
|
|
Ni N{ |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
J]J] [cos v ® |
( # ; - Ç ) - 2 co sv »(if - ^ ) + |
|||||
|
|
|
|
т= 1 T'=i |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
+ cos v©(/7— |
|
|
(2.49) |
|||
Наибольшее абсолютное значение PyS будет при условиях |
||||||||||
|
|
|
|
cos v©(*' — |
|
/',) » |
1; |
|
||
|
|
|
|
cos v©(^T — |
|
t7#) = |
1, |
|
VCÛ(/'—*'_j) = 2 TÎ; v<ù(^—^__j) = 2TP.
Отсюда
(2.50)
Это значит, что для того, чтобы с помощью инвистора получить максимальную мощность v -й гармоники генерируемых колебаний, не обходимо период Т разбить на v одинаковых интервалов. Но при этом частота повторяемости процесса увеличивается в v раз. Поэтому в инвисторном преобразователе нет смысла выделять гармонику выше пер вой. Для повышения частоты выходных колебаний в v раз следует просто увеличить частоту коммутаций инвистора.
Следовательно, число Ni инвистора равно 1.
На рис. 2.11,6 изображены кривые тока и напряжения инвистора в окончательном экстремальном режиме. Для определенности принято, что а = 2 и A ff= r/3.
Из приведенного в этом параграфе анализа следует, что инвистор близок по своим свойствам к тиристору— он так же ключевой, управ ляемый, должен иметь два возможных состояния при положительном напряжении — открытое и закрытое, одно — закрытое при отрица* тельном.
Основное отличие тиристора от инвистора заключается в инерцион ности процессов в его примесной кристаллической структуре. Вследст вие этого невозможно получить строго прямоугольные импульсы напря жения и тока, а между моментом закрытия тиристора и моментом на растания положительного напряжения должны быть интервал времени, в течение которого напряжение должно быть хотя бы и небольшим по значению, но отрицательным. Кроме того, потери в тиристоре зависят не только от тока Fs> но и от его производной, особенно в моменты включения и отключения. Особенно существенно эти дополнительные, динамические потери сказываются при высокой частоте коммутации, т. е. в исследуемых здесь высокочастотных инверторах.
На рис. 2.12,а даны кривые тока и напряжение тири стора, которые позволяют получить максимум Pos и в то же время не превысить допустимые значения скорости на растания тока в открытом состоянии (dioc/dt) кр, макси мального значения прямого и минимального обратного на пряжений В закрытом СОСТОЯНИИ U n m ax И t/обртпт, кри тической скорости нарастания напряжения в закрытом со стоянии {du3)CJdt) кр, время обратного восстановления.
^вос обр [39] .
2.5. Минимальная расчетная мощность реактивных элементов
Из рассмотрения кривых рис. 2.12,а можно заключить, что в течение одного периода коммутации тиристора Тк
процессы в нем разбиваются |
на следующие стадии — ста |
дия О — стадия открытого |
состояния тиристора — 0 < |
1 < t < t a (tu— момент закрытия тиристора—длительность
импульса тока в |
открытом состоянии); стадия В — стадия |
восстановления |
управляемости — ?и< * < * и+*в (*в—дли |
тельность стадии |
В, ^в^вос.обр, ниже tB принимается рав |
ным tBoc обр) ; стадия 3 — закрытого состояния — ^и+ ^ в <
<С^<С?'к.
Эти стадии от периода к периоду циклически повто ряются, образуя цикл О—В—3. Такой цикл работы тири стора наблюдается у любого инвертора*. В оптимальном режиме работы тиристора каждая из стадий О и 3 раз бивается на две подстадии: 1) подстадия включения Овк,
втечение которой ток тиристора не превышает
(di0'C/dt)KPt; 2) подстадия «чистого» открытия Оч, в те-
* Существуют инверторы 136], у которых во время стадии В происходит повторное открытие тиристора, однако положительного эф фекта в ультразвуковом диапазоне работы инвертора это явление не дает.
чение которой ток тиристора может быть равен предель но допустимому; 3) подстадия Зп; 4) подстадия Зч, в те чение которой напряжение на тиристоре равно максималь ному Uapmax- Длительность подстадии Овк равна времени включения тиристора ?вкл, подстадии Оч—10,4—ta—tBMr
ПОДСТаДИИ Зп |
^з,п: = (^ п р г о а х ^ ^ о б р т т ) / (^ М з^ /с ^ ) кр, ПОДСТЭ- |
|
ЦИИ Зч — ^з,ч= = 7 к — tu— |
— ^з,п. |
|
Для того, |
чтобы |
обеспечить плавное нарастание тока |
во время подстадии Овк, схема инвертора должна обяза тельно содержать индуктивный элемент. Емкостный эле мент нужен в схеме инвертора для формирования ста дии В.
Обоснуем это положение и определим минимальные расчетные факторы указанных реактивных элементов. Единственно возможным способом ограничить без потерь скорость нарастания тока тиристора во время подстадии включения является присоединение последовательно с ним индуктивности, равной
U,
. |
( 2 ' 5 1 ) |
Действительно, напряжение на катушке в первый момент после включения равно максимальному напряжению на тиристоре (рис. 2.12,а), а скорость нарастания тока не должна превышать (di0,c/dt)Kp• Величиной, определяю щей массогабаритные, энергетические и стоимостные пока затели катушки индуктивности, является энергия, запасае мая в ее магнитном поле lfM[7].
WM=0,5L TFs\ |
(2.52) |
где Fs — действующее значение тока |
катушки и тиристо |
ра. |
|
В ряде инверторов вместо одной катушки, включенной при открытом тиристоре последовательно с ним, вклю чается несколько катушек, расположенных в нескольких
контурах. |
В качестве примеров можно привести схемы |
||
рис. 2.4, когда либо число коммутирующих |
катушек боль |
||
ше единицы, либо катушка содержит дополнительную об |
|||
мотку и включена по автотрансформаторной схеме. Осно |
|||
вываясь на обобщенной системе уравнений |
(2.20)— (2.21), |
||
можно доказать, что сумма |
всех этих |
катушек равна |
|
или больше значения, определяемого (2.52). Само дока |
|||
зательство громоздко, хотя основывается на следующих |
|||
несложных соображениях: |
|
|
|
1) |
После открытия тиристора его напряжение UTmax |
(мы в данном рассмотрении пренебрегаем временем пере-
58
ходного процесса спадания напряжения тиристора) рас пределяется между катушками индуктивности в соответ ствии с известными законами коммутации.
2) Скорость нарастания тока в катушках индуктивно сти во время подстадии 0 Вц наибольшая в первый момент после открытия (разумеется, если в схеме, кроме тири сторов и диодов, нет других нелинейных элементов). Зна чение этой скорости равно напряжению на данной катуш ке соответственно п. 1, поделенному на ее индуктивность.
То, что замена одной катушки, включенной во время стадии О последовательно с открытым тиристором, не сколькими катушками, соединенными по более сложной схеме, приводит лишь к увеличению массогабаритных и стоимостных показателей, подтверждается практикой про ектирования инверторов. Будем далее именовать эту ка тушку коммутирующей.
Поскольку ток этой катушки изменяется с частотой коммутации тиристоров fK, он содержит основную и выс шие гармоники. На каждой из этих гармоник он является потребителем реактивной мощности. Для сохранения ба ланса последней соответственно (2.30) в схеме инвертора должен быть источник реактивной мощности. Путем не сложных расчетов можно показать, что тиристор является не источником, а потребителем реактивной мощности. Сле- : довательно, в схему инвертора обязательно должен быть включен конденсатор, в задачу которого входит компен сировать реактивную мощность коммутирующей катушки и тиристора. Для определения реактивной мощности ком мутирующей катушки и тиристора заменим экстремаль ные кривые тока и напряжения рис. 2.12,а близкими им кривыми рис. 2.12,6, обладающими симметрией первого
рода |
относительно |
вертикальных |
осей t = t n/ 2 и t = |
||
= (?к + *и + ^ в)/2 . При |
этом расчетные |
формулы |
сущест |
||
венно |
упрощаются, а |
погрешность, |
как |
показала |
провер |
ка с помощью вычислительной техники для тиристоров серий ТБ и ТЧ, не превышает 7—9 %.
Если разложить кривые тока |
и напряжения рис. 2.12,6 |
||
в ряд Фурье, получаем |
|
||
Fs = |
2 |
Fnus cos va>K P “ |
(*W2)1 ; |
|
v = 0 |
|
(2.53) |
|
|
|
|
= |
2 |
U™ C0S V <D K [t — . ( * H + * B ) / 2] (— 1) * • |
v = 0
Отсюда получаем следующие выражения для активной и реактивной мощности v-й гармоники тиристора:
P*s —UvsFvscos vwKA . (—1 y, |
|
(2.54) |
||
Q„= ' |
si” '>“«-J-(—■I )’+l |
|
||
|
|
|||
или |
|
|
|
|
Q* |
= |
~ |
- |
(2-54a) |
Из (2.54a) следует, что если на v-й гармонике тиристор генерирует активную мощность, то он потребляет реак тивную мощность.
Нас главным образом интересует первая гармоника, на которой тиристор выступает в роли катушки индук тивности.
Реактивная мощность v-й гармоники катушки индук тивности, выбранной согласно (2.51), равна
< |
3 |
= |
(2.55) |
Для того, чтобы обеспечить баланс реактивных мощ ностей по первой гармонике, необходимо в схему инвер тора включить конденсатор, реактивная мощность кото рого на этой гармонике равна сумме реактивных мощно стей тиристора Qu соответственно (2.54а) и коммутирую щей катушки Qtis (2.55):
d . = Q „ + Q i u = P u * g « A / 2 + i J W ,l / ( ^ 5 f ) • P-56)
Значение реактивной мощности конденсатора,, опреде ляемое по (2.56), является минимально допустимым. Та ким образом доказано, что для работы тиристора в ин верторном режиме обязательно необходимы коммутирую щие катушки индуктивности и конденсатор. Дадим оце ночный расчет отношений QufPi и Qc\/Pi тиристора ТЧ-100.
Пренебрегая наклоном кривой тока тиристора во вре мя подстадии Они и напряжения во время подстадии 3# (рис. 2.12,о), получим следующие значения первых гар моник тока напряжения тиристора в экстремальном ре жиме:
Л = V2FJ%) sin Шк (/я/2);
s in M *„ + g /2 - |
, |