книги / Методы и средства цифровой обработки пространственно-временных сигналов
..pdfПредставление числа в шюгоосновной системе счисления,
например дли переменной |
У, |
имеет вид: |
|
|
|
|
|
|||||
+ Уп-г^п-з®-п-ч |
^ о * |
|
+ У1то * У о > |
|
|
|
|
|
||||
где |
У-с ~ 0, /, |
( /7?^ - 1) ~ |
I -й разряд числа У ; |
|
|
|
|
|||||
|
|
|
выбР0ННые основания (модули). Значениями моду |
|||||||||
лей являются размерности ядер |
р0 , р п . . . / 7 ^ |
|
|
|
|
|||||||
|
Для выражения (2) распределение модулей по разрядам может |
|||||||||||
быть неоднозначным. Требование |
одинаковости распределения мо |
|||||||||||
дулей одноименных индексов |
суммирования в (I) |
приводит к одно |
||||||||||
значности распределения модулей для всех матриц |
&-с |
, |
кото |
|||||||||
рое |
задается табличным соответствием: |
|
|
|
|
|
|
|||||
У |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
У |
|
|
|
|
|
|
- |
номер мат- |
(3 ) |
|||
|
|
|
|
|
|
|
рицы |
&1 |
) |
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
Рс |
1-1 |
р* > |
1 = 0 |
$ получим, в |
||||||
Подставляя сада |
значения |
I1*11- Н~-1 и |
||||||||||
частности, что распределение модулей для переменных |
X |
и |
IX |
|||||||||
в (I ) определяется подстановками: |
|
|
|
|
|
|
||||||
* |
\ |
/ * * - / * » - , ■ \ |
Г |
/ М |
- * - |
'Ч \ |
||||||
т |
) |
\Р„-,Р„-г |
•••/>./’ \ « / |
IР п Ъ -г |
|
V |
|
|||||
|
С учетом выражений (2) |
из формулы (I ) можно установить |
для |
|||||||||
элементов оператора |
|
|
следующую связь: |
|
|
|
|
|||||
|
К |
(Х,2Г)^Л |
А -Ч х 1>!/1) , |
|
|
|
|
(4) |
||||
где |
(-1 |
= ( $ 1 - 1 |
|
|
|
|
^1 +1 ) • |
ПР“ |
использова |
|||
нии матриц |
|
второй |
(транспонированной) |
структуры удоб |
||||||||
но в разложении с юратора |
|
На |
принять для множителей |
|||||||||
|
О- |
обратную нумерацию |
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
- |
61 - |
|
|
|
|
|
|
В этом случае для ^ахоядения связи меаду элементами матрицы
Нп |
|
и ядер |
к [1 |
достаточно в (3) и (4) |
заменить перемен |
|
ные |
X |
и |
1/ |
на |
V и У . В результате |
находим |
|
|
кп ( х р ) ~ п к ^ и ^ у - о , |
(5 ) |
|||
где |
Л |
' |
К- ^ - 4 |
*0 ХП-,ХП-г |
|
Полученные результат:: (4 )-(5 ) могут использоваться при составлении алгоритмов адаптации спектральных операторов, фор мируемых И8 перестраиваемых матриц - ядер [ 1 , 2] .
На основании выражений (4) и (5) создается также возмож ность синтеза ядер спектральных операторов в выбранных бази сах с произвольной размерностью. Проиллюстрируем это на приме рах.
I),Построим факторизованное представление спектрального оператора в базисе обобщенных функций Виленкина-Крестенсона (ФЕК). Эти функции аналитически выражаются в виде [ з ]
Щ ху)-ехр(Щ % |
)=ехр (^~ Г |
щ х ^ ) . (6) |
|||||||
Возьмем для щ ш ера |
/1-3 , /П0 = 2 |
, /17, =3, , |
/77, =3 |
, |
тогда |
||||
размерность оператора |
Нп |
равна |
И= |
|
|
. Для |
|||
матриц |
примем структуру первого вида. |
|
|
||||||
Обозначив |
СХр ( Щ / ц ) |
, |
и з‘ выражения |
(6 ) |
найдем |
||||
|
4>(х,ц)- мвх°и° м 8х,1Г1 м ЧХл% |
|
|
|
|||||
Сравнив последнее с |
(4)-, |
видим, |
что |
для матриц &; |
ядра оп |
||||
ределяются выражениями |
|
|
|
|
С |
|
|
М ° 0 = ( - () 0 0 |
для любых ^о ) |
При этом матрицы |
(70 и |
(7^ |
имеют но шесть одинаковых |
||||
блоков, а |
содержит четыре блока, |
ненулевые элементы ко |
|||||
торых совпадают соответственно с элементами матриц - ядер: |
|||||||
ка =к/ |
I/ |
4 |
= |
/ |
1 |
/ |
" |
|
|
|
|
Г/ |
|||
Заметим, |
что если |
выбрать |
= 171^ - ГП^ |
- 2. |
, то получим |
||
базис Адамара как |
частный случай ФЕК. |
|
|
|
Приведенные результаты способствуют развитию синтеза пара метрически перестраиваемых дискретных базисов и позволяют на аналитической основа получать факторизованное представление спектральных операторов, в том числе и известных при любой задаваемой размерности, которая может приспосабливаться к чис лу отсчетов в реализациях анализируемых сигналов.
1. СОЛОДОВНИКОВ А. И. Синтез полных ортонормированных функ
ций, имеющих алгоритм быстрого преобразования / / |
Вопросы тео |
рии систем автоматического управления. Л ., 1978. |
Вып.4. |
С.94-105. |
|
2. СОЛОДОВНИКОВ А .И ., КАНАТОВ И.И., (ЖВАКОВСКИЙ А.М. Син тез обобщенного спектрального ядра произг ильной размерности / / Применение ортогональных методов при обработке сигналов и ана
лизе систем. Свердловск, 1980. С.15-22.
3. ТРАХТМАН А.М., |
ТРШМАН В.А. Основы теории дискретных |
сигналов на конечных интервалах. М., 1975. 20В с . |
|
УДК 6В1.3.06 |
К.А.Абдикаликов (Институт |
|
кибернетики йм.В.М.Глушкова) |
СЛОЖНОСТЬ ВЫЧИСЛЕНИЯ РАЗЛИЧНЫХ АЛГОРИТМОВ ДИСКРЕТНОГО ПРЕОБРАЗОВАНИЯ ФУРЬЕ
Сложность решения задач вычислительной математики, как , правило, оцениваемся по количеству арифметических операций, не обходимых для получения решения» Есл1* за критерий оптимальнос ти взять требовак э минимизации количества основных операций
ЭВМ, то сложности вычислительного алгоритма можно оформулиро-
вать. оледувдим обравом. |
|
|
|
Пусть |
Ц#(АУХ) - количество |
арифметических операций, |
|
необходимых для вычисления А {1 ) |
, |
о заданной точностью |
|
при помощ вычислительного алгоритма |
А |
на фиксированной |
|
•ЭВМ, где |
Х (с) -преобразование Фурье функции Х(1)вР(Р~ |
-поле действительных чисел). Введем следующие характеристики:
Ц„(А) = зио |
(А,К) , |
Чм > Ш |
й „(А ) |
|
|
|
||
|
Х € Н |
|
|
Л |
|
|
|
|
Алгоритм, |
при котором достигается |
Ол/ |
, назовем |
оптималь |
||||
ным по быстродействию. Если |
РЫ{А*) = Ци +6 , б > 0 |
, |
то |
ал- |
||||
гор и т А |
назовем оптимально с точностью до |
6 |
, |
если |
||||
б =О(0^) |
у 6 = 0( Ц#), |
то |
А* |
назовем асимптотически |
опти |
мальным или оптимально по поряжу.
Быстрое преобразование Фурье (ШФ) представляет собой ме
тод эффективного вычисления дискретного преобразования Фурье
(ДЮ) |
х ( с ) у 1 = 0,М“ / сигнала Х(Ь) , I = 0уА/~ / .* |
|
где |
, |
21 |
|
1У=<? |
~ я г |
Для |
счисления ДПФ требуется порядка А/^ (прямой метод) |
базовых операций. Алгоритм Ш позволил сократить их число до N Щ %N . Эффективность БЯФ по сравнению со стандартншч ме тодами такова, что объем его вычислительных затрат сокращается в А!/(щ^А! раз. В связи о широким использованием алгоритма ШФ при 'решении многих классов задач вычислительной и приклад
ной математики вахтой |
задачей является дальнейшая, более глу |
|
бокая оптимизация этого алгоритма. Резервы оптимизации |
(по ко |
|
личеству операций) алгоритмов и программ ЕПФ: |
|
|
- сочетание ШФ с |
другими быстрыми преобразованиями |
(«2-пре |
образование, преобразование с помощью чисел Мерсена или Ферма л др . ) ; выбор наилучшего основания ШФ; использование гнездо вого алгоритма [ I ] ; разработка быстрых алгоритмов двоичного инверсирования; использование подходящих языков программирова ния; выбор подходящей ЭВМ и режима вычислений.
В [ I , 2 ] приведены оценки снизу количества операций ком плексного сложения 0,^ , комплексного умножения 0,^ для вычисления ДПФ комплексного сигнала на множестве линейных алго-
ритмов. Дяя М = 2.г, Г >0 , ^ |
>М/а,(одг м |
. а для |
А/ш П №с , |
|||||
Ц* - 2А/-Н , где |
N1 |
- взаимно-простые |
числа, |
Н - ко |
||||
личество |
делителей |
N |
(шупочая I |
и N |
) . В [3] дается |
|||
оценка снизу количества операций тотальной |
сложности |
+ |
||||||
+/1Ц* |
(учитывающей сложения и умножения) для вычисления |
|||||||
ДПФ комплексного сигнала на множестве линейных алгоритмов: |
||||||||
Чн |
> 4 ? (МП)/(у с |
• |
Л |
- отношение времени од |
||||
ного умножения ко времени |
одного сложения, |
а{Р) |
- |
наиболь- ^ |
||||
-ий по модулю поддетерминант матрицы |
Р УС=С^Ш) |
|
|
Алгоритм ЕПФ является оптимальным по порядку с коР^тёнтой, не превосходящей 2 по количеству операций сложения. Алгоритм Ви нограда оптимален по количеству операций умножения.
В последнее десятилетие быстрые линейные дискретные пре образования благодаря высокой экономичности нашли ш рокое при
менение |
при решении важных классов задач. Это, в |
свою очередь, |
|
привело |
к соэдаш п |
большого количества программ, |
вычисляющих |
эти преобразования |
написанных для различных ЭМ на разных |
алгоритмических язьис х . Алгоритмы, на основании которых они составлены, разнообразны и иногда довольно сложны. Кроме того, большинство разработчиков стараются создавать програты мак симально приспоо обленные для своего класса задач. Поэтому важ ным и актуальными являются вопросы сравнительного анализа ал
горитмов* Основнши характеристиками, по которым целесообразно проводить сравнение, можно назвать точность, память и время, необходимые для решения задачи. Сравнение программ обычно
проводится по одной из этих характеристик о соблюдением ог раничений на остальные. Результат сравнительного анализа-на- хождение лучшей программы по данному критерию на множестве сравниваемых программ. Если для лучшей программы характеристи ка, взятая в качестве критерия, минимальна, то такую програм му назовем оптимальной.
Сравним по вычислительным затратам программы-ДПФ с помощью
алгоритма Винограда |
(АВ |
) - программа У/ГТА / |
и ШФпро- |
||
грамма |
РГТЗ |
[ 2 ] |
. -Автором разработана программа |
У/ГТА / « |
|
которая представляет |
собой |
улучшенный вариант программы У\!ГТА |
|||
[ I ] и |
направлена |
на |
сокращение выполняемых затрат. |
|
При написании программы учитывалось, что различные арифме тические операции имеют различную сложность, Ооновные операции можно упорядочить по их сло*нооти следующим образом: сложение (+), вычитание ( - ) , умножение (х), деление ( / ) , возведение в степень ( * * ) . Это следует учитывать всякий рил, когда появ ляется возможность так перестроить программу, чтобы заменить медленные операции более быстрыми. Такая процедура называется пониклием мощности операций (умножение заменить сложением или вычитанием).
Примеры понижения мощнооти операций:
1.11/ т р )*3!*№ -1)+ № *(# -0 + 53 *(Л / -/ )+ / |
, для |
|||
чего необходимо выполнить 3 операции |
умножения. Если послед |
|||
нее выражение переписать в |
виде ШОК2 (3) =(51 + 52 +53)*(М-!)+1, |
|||
то при этом используется I |
операция умножения. |
|
||
2. Большая часть |
процессорного |
времени приходится |
на вы |
|
полнение оператора |
ВО |
-циклов, и значительный выигрыш от |
||
оптимизации программы может достигаться именно за счет |
пониже |
ния модеооти длинного оператора.
3. Бее умножения алгоритма Винограда преобразования Фурье
выполняются в |
отдельной подпрограмме М1Л Г |
. Более эффек |
||||||
тивная реализация алгоритма будет, |
воли подпрограмму |
МШТ |
||||||
модифицировать таким образом, |
чтобы она выполнялась после |
|||||||
всех подпрограмм I раз. |
|
|
|
|
|
|
||
|
4. Вычисление векторов отображений для перестановок выпол |
|||||||
няется в подпрограммах РЕЙМ1 и |
РЕЙМ2 |
|
. Целесообразно их |
|||||
объединить в |
одну подпрограмму. |
|
|
|
|
|
||
|
Перечисленные примеры оптимизации программирования привели |
|||||||
к уменьшению процессорного времени. Когда |
N = |
720, |
програм |
|||||
ма |
1ЦГТА 1 |
приблизит1-п.н |
в 1 ,2 |
раза быстрее, |
чём програм |
|||
ма- |
1У/ТЛ [ I ] . |
|
|
|
|
|
ч |
|
|
Теперь сравним фортрановские программы |
|
МЕТА 1 |
и ГГТЗ. |
Сравнение указанных программ по быстродействию приводилось на одной и той же тестовой задаче в однопрограммном режиме.
Результаты анализа времени счета в секундах для указанных
программ при различных N |
шиведены в |
таблице. Поскольку |
|
для программы ШТА1 |
|
, а для ЕГТЗ А/=2оС^>07 |
|
то их сравнение проводилось для близких |
N . Из таблицы вид |
||
но, что время счета по программе |
ГГТЗ |
примерно в 1 ,3 |
|
аза больше, чем по программе |
МГТА / |
. Коэффициент ускоре- |
|
- |
66 |
— |
|
ния вычислений определяется по формуле |
Нщ “ |
» где |
||||
Тнгта 1 -время дат |
вычисления ДПФ с |
использованием АВПФ. |
||||
|
Сравнительный анализ алгоритмов |
|
||||
Длина п о- |
|
|
Ьремя счета |
на ЭВМ, с |
|
|
следова- |
ЕС 1 с:о |
|
|
ЕС 1033 |
|
|
тельности |
Нцен |
|
Муси |
|||
|
НГТЛ1 |
ГГТЗ |
|
ЫГТА1 ГГТЗ |
||
|
|
|
|
|||
30 |
0,020 |
|
1 ,5 |
|
1,26 |
1,18 |
32 |
0,031 |
|
|
1 , 0 |
|
|
60 |
0,060 |
|
1.1 |
|
1,54 |
1,16 |
64 |
0,070 |
|
|
1,80 |
|
|
512 |
0,59 |
1,09 |
|
3,01 |
1,11 |
|
720 |
0,54 |
|
|
|
2 ,7 |
|
Таким образом, результатысравнительного анализа програш
Ш А 1 ц ГГТЗ показывают, что для ЭЕМ типа ЕС в режиме вычислений с плавающей запятой вычисления ДПФ примерно одинако вы. Однако алгоритм Винограда предпочтительнее для тех о-БМ, включая специализированные, время выполнения операций умноже ния которых значительно больше времени выполнения операций сложения, а также ддя ЭВМ в случае использования режима вычиолений с фиксированной запятой.
1.ЗЛДИРАКЛ В.К. Теория вычисления преобразования Фурье. Киев, 1983. 216 о.
2.МАККЛЕЛЛАН ДД.Х,, РЕЙДЕР Ч.М. Применение теории чисел
вцифровой обработке сигналов. М ., 1983. 264 с .
3.АГАЯН'С.С., ГЕВОРКЯН Д.З. Оценки сложности линейных последовательных и параллельных алгоритмов / / Тез.докл. Всесоюз.конф. "Проблемы теоретической кибернетики123', Иркутск,
5-7 мая 1985. С. 4-5.
Уда 621.396.96 Л.Г.Доросинский, А. Г. Чирков (Уральский политехнический институт)
СИНТЕЗ И АНАЛИЗ МЕТОДОВ СОВМЕСТНОГО ИЗМЕРЕНА ПАРАМЕТ РОВ СИГНАЛОВ ОТ НЕСКОЛЬКИХ ИСТОЧНИКОВ ИЗЛУЧЕНИЯ
В делом ряде задач радиолокационного наблюдения эффектив
ность алгоритмов обнаружения, намерения параметров и распозна вания сигналов в значительной степени определяется качеством функционирования средотв оценки числа, мощностей и координат источников сигналов, принимаемых РЛС. Названная проблема воз никает при формировании радиолокационной карты помеховой об становки, обнаружении относительно слабых сигналов на фоне мощных помеховых излучений, разрешении близко расположенных источников, создании радиолокационных портретов распределен-
„ ных объектов и т .п . Для решения таких задач широко используют
ся современные методы спектрального оценивания [ I ] . При этом
сравнительный анализ различных алгоритмов построения спектров пространственных частот нооит, как правило, иллюстративный,
качественный характер. Получению количественных оценок,харак теризующих точность воспроизведения спектральными методами ра
диолокационных портретов (РЛП), посвящена данная работа.
Пусть вектор комплексных амплитуд принимаемых сигналов
в линейной антенной дискретной решетке имеет вид
У = ЯУ[ Й=/ / I |
Х1 {■$,<) + N1 II, |
|
а ) |
ИХ1 |
|
|
|
где Х[ (}1^)=6Хр{ |
- фазовый множитель сигнала, |
при |
|
нимаемого от источника, |
имеющего угловое |
направление Вц |
|
(соответстиуюпя пространственная частота |
= Щ $[д 8ц |
, ч |
Я- дущна волны) в точке антенной решетки о координа
той |
; |
Аи |
- комплексная амплитуда оигнала |
от |
И - г о |
|||
источника; |
В |
- |
число принимаемых сигналов; |
NI |
- |
ком |
||
плексная амплитуда аддитивного шума в |
I |
чл приемнике. |
||||||
Оптимальный по максимуму правдоподобие |
алгоритм измерения |
|||||||
параметров поля излучения, созданного |
В |
точечными диок- |
||||||
ретнади источниками, |
может быть записан следующим образом: |
( |
|
щ |
{ - У * Я '1 У - (д Ш !] } |
|
(2) |
||
|
|
|
|
|
|
|
(3) |
- |
корреляционная матрица |
вектора наблюдаемых данных; |
|||||
Й |
- |
, |
- отношение сигнал/шум для |
И -г о источни |
|||
ка; |
= |
; * |
- |
знак эрмитова |
сопряжения. |
||
|
Используя известный метод обращения корреляционной матрицы |
||||||
[ 2 ] , |
получаем: |
|
|
|
|
|
|
|
|
я ' ^ Е - л и л * |
|
(4) |
|||
где |
Е ^ ( Е + - ^ а л л * у 1 |
|
|
||||
ЛЧЩ/1,),... лг<уд/, |
Х(}1Н) - 1 X ^ )1 - |
||||||
|
|
а - Щ к Д |
|
9ая] , |
|
т |
|
|
Д/ |
- число |
приемных |
|
элементов; Е |
- |
единичная матрица. |
После подстановки (4) в (2) с точностью до постоянного, не зависящего от наблюдаемых данных слагаемого, алгоритм опти мальной обработки имеет вид:
(/,§ )--щ тх[У*ЛО(У*ЛГ}
При достаточно большом угловом разрешении лоточников, ког да можно принять условие АЛ = Е и, следовательно, матри
цу V становится диагональной
и - Щ - Х щ •- У щ г ] ,
алгоритм оценки |
существенно упрощается |
|
При' условии |
11цИ= СО^ |
измерение направлений на ис |
точники излучения (принятое условие предполагает формальный от каз от оценки мощноотей) сводится к обычному преобразованию
Фурье и определи тию координат |
Я |
экстремумов спектра |
пространственных частот: |
|
|
|
|
|
в<р(/с) ; |
Зф(/) = /У*Х(^)/Л |
(« |
||||
|
При |
/ . |
независимых наблюдениях |
(именно |
такая |
ситуация |
|||
предполагается в дальнейшем) алгортм |
(6) может |
быть |
пред |
||||||
ставлен в виде * |
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
р |
= аг§тх( |
} , |
|
|
(7) |
||
гда |
^ =т |
& |
У( у * |
> |
Ус |
- |
I - я р 0- |
||
ализация вектора |
наблюдаемых данных. |
|
|
|
|
||||
|
Как показано в [ з ] , |
при заданной модели |
наблюдаемых дан |
||||||
ных (I) |
максимально правдоподобная оценка корреляционной мат |
||||||||
рицы (7) |
совпадает о (3) , |
где вместо |
^ |
и |
^ |
подстав |
лены их оптимальные по тому же критерию оценки.
Приведенное утверждение позволяет решить задачу оценки спектра пространственных частот путем измерения мощностей сиг налов, приходящих о (Iл заданных направлений, причем Пщ
в этом случае заведомо превышает истинное число источников из
лучения. |
Решая уравнение (3), в левой части которого стоит оцен |
ка (7), |
получаем: |
$нн (Л х) я Щ Л ^ Я - Е ) / , |
(8) |
|
где А ш(А Л ) Л |
- псоздообраткая матрица. |
|
Полученное решение дает наилучшее линейное приближение к |
||
спектру пространственных частот по методу |
наименьших квадратов. |
Как известно [ I ] , значительно лучшее приближение к истин
ному спектру может быть получено при использовании нелинейных методов максимальной энтропии и высокого разрешения (Кейпона):
Ин, № |
ш1х' № Й ~ ' < 1 Г ' ; |
я » « < ■ ( / , о ...о г - , |
и№^ - ) - п ’ (ц )И ''к (}1 )Г ' |
В каждом из приведенных, случаев оценки неизвестных угловых направлений вычисляются аналогично (в).
Сравнительная эффективность названных выше способов постро ения спектров пространственных частот производилась по "критерию средьго квадрата:
- X |
/ Ы н , ) |
Ия(/ы |
,г |
|
|
Ч м : |
0зтш |
1 • |
т |
|
|
- 70 |
- |
|