книги / Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
..pdfМСЭ разработал универсальную эмпирическую формулу для /, в виде
/э 7" / |
г |
-0,015/ ' |
1 + г/ 35е |
|
|
Специально для этой формулы М СЭ разработал карту мира с изолиниями дождя 7, которые не превышаются в 0,01% времени года для данной местности. Согласно этой карте изолиний, для европейской части России в 0,01% времени года интенсивность дождя не превышает 7 = 30 мм/ч. В этом случае /э = г/(1 + 0,045г). График потерь сигнала в дожде La для 7 = 3 0 мм/ч показан на рис. 4.28.
4.3. Межсимвольные помехи в радиорелейных системах связи
4.3.1. Радиорелейные линии связи "точка-точка"
В РРЛ в точку приема приходят как прямой луч, так и лучи, отраженные от тропосферных неоднородностей. Если запаздыва ние отраженных лучей Дт ничтожно мало по отношению к дли тельности канального символа, то отраженные лучи приводят к замираниям сигнала, с которыми можно бороться, используя раз несенные методы приема сигналов или увеличивая отношение сигнал—шум в канале связи.
Если запаздывание отраженных лучей Дт составляет заметную часть длительности канального символа тк, то запаздывающий луч от предыдущего символа будет в течение интервала Дт совпадать с текущим символом прямого луча, создавая межсимвольную поме ху. На рис. 4.29 штриховкой показана межсимвольная помеха дли тельностью Дт. При передаче информации методами фазовой ма нипуляции фаза колебания межсимвольной помехи на интервале времени Дт будет случайной по отношению к фазе текущего сим-
Рис. 4.29. Возникновение межсимвольной помехи за счет отраженного луча
- 200-
вола прямого луча, вследствие чего с межсимвольной помехой нельзя бороться методами разнесенного приема или увеличением отношения сигнал-шум.
Оценим отношение мощностей сигнал-межсимвольная поме ха на входе демодулятора приемника.
Энергия принимаемого символа прямого луча на входе демо дулятора пропорциональна Рсхк, где Рс - мощность прямого луча, а энергия межсимвольной помехи пропорциональна а 2Ат, где а 2 - мощность отраженных лучей на входе демодулятора.
Отношение мощностей сигнал-межсимвольная помеха равно отношению их энергий. Это справедливо, если в приемнике осу ществляются тактовая синхронизация символов по прямому лучу, когерентное детектирование сигналов и используется интегратор с синхронным разрядом. Тогда можно записать
й . = 31*. - е~г/Д (О
Р„ ст2Дт |
1- е-г/ Д \,Ату |
где в соответствии с разд. 4.2.4 Рс~ е”г/л, а ст2~ 1 - е"г/д, г - длина пролета РРЛ в км, Д = 265 км. Для дальностей 30-70 км величина Рс/а2 изменяется от 9 до 5 дБ. Полагая, что величина Рс/Рп должна лежать в пределах 15-17 дБ, находим, что допустимая величина отношения Дт/тк должна быть порядка 0,1.
При четырехфазной манипуляции сигналов и кодировании без избыточности максимальная скорость передачи информации по радиорелейной линии связи равна
где т0 - длительность информационного символа на входе модуля тора радиорелейной станции.
Оценим величину Дт и максимальную скорость передачи ин формации по радиорелейной линии связи. На рис. 4.30 показаны в вертикальной плоскости прямой луч и луч, отраженный от тропо сферы, который еще воспринимается приемной антенной с шири ной диаграммы направленности 0О.
Рис. 4.30. Геометрия прямого и отраженного лучей
- 201-
Аг = 21 - г = г l + tg2 ^ L - l
Полагая 0О<§: 1, получаем Аг = ИЭо/8. Отсюда запаздывание от раженного луча относительно прямого луча
Ах = Дг/с = О,417г[КМ]0о, мкс,
где с —скорость света; г выражено в км. Переводя величину 0Оиз радиан в градусы, получаем
Дх —1,27" 10 Г[км]0о[град]» мкс.
где 0о/2 меньше или равно угловому размеру объема тропосферы (см. 4.4.2).
Величина Дх растет с увеличением длины трассы, поэтому рас смотрим магистральные РРЛ большой протяженности диапазонов
4, 6, 8 ГГц. В магистральных РРЛ этих |
диапазонов |
используются |
антенны диаметром 5 м ( / = 4 ГГц), |
3,5 м ( / = 6 |
ГГц) и 2,5 м |
( / = 8 ГГц), что дает ширину диаграммы направленности антенны 0О= 1°, одинаковую во всех вышеуказанных диапазонах частот.
Значения максимально возможных скоростей передачи ин формации R = 0,2/Дт для антенн с 0О= 1° следующие:
Г, км |
50 |
70 |
100 |
R, Мбит/с |
31,5 |
22,5 |
15,7 |
Приведенные данные показывают, что для стандартных группо вых скоростей передачи информации 2 и 8 Мбит/с влиянием меж символьных помех можно пренебречь. Для скорости передачи ин формации 34 Мбит/с при Ф М -4 и более высоких скоростей передачи информации необходимо предусматривать меры борьбы с межсим вольными помехами. В качестве таких мер можно указать использо вание эквалайзеров — устройств, которые в определенной степени компенсируют межсимвольные помехи за счет знания предыдущей последовательности принятых символов, непрерывного измерения передаточной функции канала связи и предсказания межсимвольной помехи. По ряду источников [16] эквалайзеры позволяют обеспечить надежную передачу информации до значения Ах/тк = 0,4.
4.3.2. Радиорелейные системы связи "точка-многоточка"
Проблема межсимвольных помех в системах "точка-много точка" обостряется при работе системы в городе, например при создании высокоскоростных (в первую очередь компьютерных)
корпоративных |
радиосетей |
со |
Б азо в ая \ / ____________ |
—t L |
Т е р м и н а л |
||
стационарными |
терминалами. |
||||||
— |
"б? |
|
|||||
М ноголучевость в этом случае |
|
||||||
а. |
|
||||||
возникает в |
|
горизонтальной |
ь |
|
|||
плоскости за счет отражений и |
■ 1 |
г |
» |
||||
дифракции |
радиосигнала |
от |
Рис. 4.31. Геометрия прямого и отражен |
||||
зданий. |
|
|
|
||||
что в радиоре |
ного лучей в горизонтальной плоскости |
||||||
Примем, |
|
|
|
||||
лейной системе обеспечивается прямая геометрическая видимость антенн базовой станции и тер
миналов, так что в радиолинии всегда существует прямой луч. Геометрия прямого и отраженного лучей в горизонтальной плос кости изображена на рис. 4.31. На рисунке обозначены: 06 - шири на диаграммы направленности антенны базовой станции; 0Т - ши рина диаграммы направленности антенны терминала; l\ + U —мак
симальная длина пути отраженного луча; г - |
расстояние между |
||||||
базовой станцией |
и терминалом. Из рис. 4.31 |
имеем следующие |
|||||
геометрические соотношения: |
|
|
|
|
|
||
разность хода лучей |
Ar = lx+ 12- г ; |
|
|||||
/i = a!cos (0б/2); |
U = 6/cos (0T/2); |
|
|||||
|
г tg(0T/2) = а |
|
2 |
2 |
|
|
|
|
|
\ |
|
|
|
||
а _ |
r tg (6T/2) |
b _ |
г tg (8б/2) |
|
|||
tg(06/2) + tg(0T/2) ’ |
|
tg(06/2) + tg(0T/2) ' |
|||||
Тогда получаем |
|
|
|
|
|
|
|
Ar = г |
tg (е т/2>/cos (Q6/2) + |
tg (e 6/2) / cos (9T/2) |
^ |
||||
|
tg (06/2) + tg (0T/2) |
|
tg (06/2) + tg (0T/2) |
|
|||
|
_ J |
sin (06/2) + sin (0T/2) |
I |
|
|
||
|
1 |
sin[(06+ 0T) / 2] |
J |
|
|
||
В частности, при 06 <^1, 0T<^1 получаем Аг= - |
0б0т. |
||||||
|
|
|
|
|
|
8 |
|
Выражая 0б, 0Т в градусах, получаем значение максимальной задержки отраженного луча при малых 06, 0Т:
Дт = 1,27-1O"V(KM]060T, мкс.
Пример. Пусть базовая станция имеет четырехсекторную ан тенну с шириной диаграммы направленности в горизонтальной плоскости 0б = 90°, терминал имеет направленную антенну с ши риной диаграммы направленности 0Т, так что в радианах 0т<§с1.
Тогда из общей формулы получаем
Дг = 0,21 г0х.
Переводя 0Т из радиан в градусы, находим, что
Дт = О,О123г[КМ]0х, мкс.
Отсюда максимальная канальная скорость передачи при че тырехфазной манипуляции сигнала равна
Дк = ^ = 16,3/г[км]ет[Град], Мбит/с.
Например, при г = 10 км, 0Х= 10°, Дт = 1,2 мкс получаем RK= = 160 кбит/с, что существенно меньше типовой групповой скоро сти передачи 2 Мбит/с.
Отсюда следует, что в радиорелейных телекоммуникацион ных системах "точка-многоточка" необходимо принимать карди нальные меры борьбы с межсимвольными помехами. Существует два основных способа устранения влияния межсимвольных помех при многолучевости. Первый способ — использование многолуче вой антенны базовой станции с узкими лучами. Тогда мы прихо дим к ситуации, описанной в разд. 4.3.1. Второй способ —исполь зование сигналов с дополнительной широкополосной модуляцией, например фазоманипулированных псевдошумовых сигналов с ба зой В » 1 .
Во втором способе в приемнике производится разделение лу чей и выделяется прямой луч с помощью коррелятора, опорный псевдошумовой сигнал которого синхронизирован с сигналом прямого луча. При этом отраженные лучи подавляются и их сум марная мощность на выходе коррелятора уменьшается в В раз. Учитывая, что мощность отраженных лучей на входе приемника существенно меньше мощности прямого луча, для подавления от раженных лучей достаточно взять базу псевдошумового сигнала порядка В > 10.
Для эффективного использования полосы частот, занимаемой в эфире при использовании псевдошумовых сигналов, в системе связи целесообразно организовать В параллельных кодовых кана лов на принципах кодового разделения каналов, что позволит по лучить пропускную способность системы связи, близкую к пропу скной способности системы с каналами связи без многолучевости.
Для увеличения скорости передачи информации в радиоре лейной системе "точка-многоточка" вместо организации, парал лельных кодовых каналов с псевдошумовыми сигналами можно использовать передачу информации по параллельным частотным каналам методом ОЧРК, который был рассмотрен в гл. 2.
4.3.3.Эквалайзеры
Врадиорелейных линиях связи "точка-точка" основным мето дом борьбы с межсимвольными помехами при высоких скоростях передачи информации является использование эквалайзеров. Рас смотрим модель радиорелейной линии связи в виде канала Найк
виста с фазовой манипуляцией несущей на 180° и когерентным демодулятором. Подадим на вход канала связи одиночный испы тательный импульс сигнала прямоугольной формы длительностью т, где т - длительность канального символа. Эпюры напряжений на выходе демодулятора приемника при наличии многолучевого распространения сигнала и модули выборок суммарного напряже ния Wo, wb xv2, ..., xv„ в моменты взятия отсчетов /0, /ь ...»(„ показаны на рис. 4.32.
Величины W i,..., w„ есть амплитуды межсимвольных помех в тактовые моменты ..., t„ при приеме одного символа сообщения. Будем считать, что в тактовые моменты /„+, и далее межсимволь ной помехой можно пренебречь. Если величины wb ..., w„ извест ны, то межсимвольные помехи при приеме информации можно скомпенсировать (устранить) с помощью, например, схемы, пока занной на рис. 4.33. В сумматоре к очередному тактовому моменту
Входной
испытательный
импульс
I
(
t
t
t
Рис. 4.32. Выборки сигнала и межсимвольных помех при подаче на вход PPJ1 испытательного импульса
Рис. 4 .33 . Схема компенсатора межсимвольных помех
времени при вынесении решения о знаке принимаемого текущего символа формируется компенсирующее межсимвольную помеху напряжение, учитывающее амплитуду и полярность межсимволь ных помех, создаваемых предшествующими п символами сообще ния. Для этого используется схема задержки, на вход которой по дается двоичная биполярная последовательность прямоугольных символов с выхода решающей схемы. Задержка сигнала между двумя соседними отводами схемы задержки равна длительности канального символа т. В схеме рис. 4.33 для простоты изложения условно принимается, что символы с выхода решающей схемы совпадают по времени с приходящими символами на выходе де модулятора.
При возникновении ошибок при приеме двоичных сигналов также искажается компенсирующее напряжение на выходе сумма тора. Практика показывает, что компенсаторы межсимвольных помех эффективно работают в многолучевых каналах связи, в ко торых при отсутствии эквалайзера вероятность ошибки на бит не превышает величины порядка 1(Г2
Предложено и используется много разных типов эквалайзе ров. Использование компенсатора межсимвольных помех по схеме рис. 4.33 требует измерителя межсимвольных помех. Для этого в структуру передаваемого сигнала можно периодически вводить испытательный сигнал для измерения весовых коэффициентов vv0, W i,..., w(l. Период повторения измерительных интервалов времени, очевидно, должен быть меньше или равен интервалу временной корреляции многолучевого сигнала. При передаче информации в
Рис. 4.34. Схема измерения амплитуд межсимвольных помех при приеме испытательного сигнала
интервалах времени между измерительными сигналами весовые коэффициенты w0, w u ..., w„ могут оставаться неизменными.
На рис. 4.34 показана одна из возможных схем измерения ам плитуд межсимвольных помех. На время измерения Т ключ в схе ме рис. 4.34 замыкается и начинается процесс измерения. Будем считать, что в радиолинии по прямому лучу установлена надежная синхронизация сигналов в приемнике по несущей, тактовой часто там, словам, кадрам и др.
В качестве испытательного сигнала можно выбрать одиноч ный радиоимпульс длительностью т, который периодически по вторяется с периодом Тп = «х в течение времени Т » Тп. В схеме рис. 4.34 генератор опорного сигнала генерирует последователь ность прямоугольных видеоимпульсов длительностью т с перио дом повторения Т„ = их. Импульс на выходе генератора опорного сигнала совпадает с принимаемым импульсом сигнала.
Вышеуказанный испытательный сигнал имеет тот недостаток, что в паузах между импульсами сигнала не используется энергия передатчика, что в итоге приводит к необходимости увеличения времени измерения Т. В связи с этим целесообразно в качестве ис пытательного сигнала взять непрерывную двоичную псевдослу чайную последовательность (ПСП) с периодом Т„> «т, имеющую автокорреляционную функцию с малыми боковыми лепестками. Эта ПСП с длительностью элементарных символов х манипулиру ет по фазе несущую частоту передатчика на 180° и излучается в эфир в течение интервала времени Т. В приемнике можно перед или после демодулятора включить согласованный фильтр, кото рый сожмет принимаемый испытательный сигнал в последова
тельность узких импульсов длительностью т с периодом повторе ния Тп. Энергия этого импульса в Тп/т раз больше по сравнению со случаем излучения одиночного короткого радиоимпульса дли тельностью т, что существенно улучшает отношение сигнал—шум в измерительной схеме приемника и позволяет уменьшить время измерения Т в п раз.
Известно, что согласованный фильтр может быть заменен многоканальным коррелятором. В этом случае возможно исполь зовать измерительную схему, изображенную на рис. 4.34, где в качестве генератора опорного сигнала должен использоваться ге нератор ПСП. Псевдослучайная последовательность на выходе генератора ПСП должна совпадать по времени с ПСП, получаемой с выхода демодулятора.
Дальнейшее развитие и упрощение схемы рис. 4.34 можно по лучить, если в качестве ПСП использовать саму случайную после довательность передаваемых символов информации. В этом слу чае схема эквалайзера может иметь вид, показанный на рис. 4.35, где, как и ранее, условно предполагается, что выходные символы решающей схемы совпадают по времени с символами на выходе демодулятора для прямого луча. Достоинством такого эквалайзера является отсутствие затрат пропускной способности радиолинии на передачу испытательных сигналов.
Схема задержки
Рис. 4.35. Функциональная схема эквалайзера без испытательного сигнала
- 208-
4.4. Тропосферные радиорелейные системы связи
Дальнее тропосферное распространение радиоволн за преде лами прямой геометрической видимости на дальностях примерно до 1200 км происходит за счет рассеяния и отражения радиосигна ла на неоднородностях диэлектрической проницаемости атмосфе ры. Экспериментально установлено, что дальнее тропосферное распространение радиоволн обусловлено действием двух меха низмов: 1) рассеянием радиосигнала на неоднородностях диэлек трической проницаемости тропосферы, обусловленных турбу лентным движением воздуха. Турбулентность атмосферы описы вается моделью турбулентности Колмогорова-Обухова и позво ляет хорошо описывать рассеяние и флюктуации сигналов в опти ческом диапазоне волн и в коротковолновой части СВЧ диапазона радиоволн (см. разд. 3.4.4); 2) отражением сигналов от слоистых неоднородностей диэлектрической проницаемости тропосферы, вытянутых в горизонтальном направлении (типа облака) и практи чески всегда присутствующих в тропосфере (рис. 4.36).
Рис. 4 .36 . Два механизма распространения радиоволн втропосфере:
а - рассеяние сигнала от независимых рассеивателей; 6 —отражение сигнала от слоистых неоднородностей
Т аблица 4.2
Диапазоны и полосы частот тропосферной связи, МГц
475-525 |
788-821 |
888-902 |
4435-4555 |
575-625 |
851-861 |
927-960 |
4630-4750 |
В России для тропосферной связи выделены диапазоны и по лосы частот, приведенные в табл. 4.2.
4.4.1. Основные характеристики сигнала, рассеянного неоднородностями тропосферы
На сегодняшний день не существует общепризнанной теории дальнего тропосферного распространения радиоволн и методы расчета тропосферных РРЛ основываются во многом на экспери-