книги / Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
..pdfPc /N 0 |
мой |
направленности |
ан |
|||||
’ л |
тенны |
космического |
ап |
|||||
|
парата, а также спутнико |
|||||||
|
вые системы связи с мно |
|||||||
|
голучевой |
антенной |
кос |
|||||
|
мического |
аппарата с за |
||||||
|
данным числом узких лу |
|||||||
|
чей |
многолучевой |
антен- |
|||||
|
ны, |
которые |
формируют |
|||||
|
на |
поверхности |
Земли |
|||||
|
пятна (соты), |
примыкаю |
||||||
|
щие друг к другу, в зоне |
|||||||
|
обслуживания |
ретрансля |
||||||
|
тора |
|
космического |
ап |
||||
|
парата. |
|
|
|
|
|
||
Ч астота, I T ц |
|
К |
этому |
классу |
сис |
|||
Рис. 3.11. Энергетические потенциалы радио |
тем |
также |
относятся |
на |
||||
линий при фиксированной апертуре одной |
земные радиосистемы "точ |
|||||||
антенны и заданной форме диаграммы направ |
||||||||
ка-многоточка" с |
терми |
|||||||
ленности другой антенны |
||||||||
|
налами |
с направленными |
||||||
антеннами, создаваемыми для организации высокоскоростной "по следней мили" для подсоединения к узлу связи или к некоторой базовой станции. Зона обслуживания системы определяется диа граммой направленности антенны базовой станции в горизонталь ной плоскости. Антенна может быть всенаправленной в горизон тальной плоскости или многосекторной (многолучевой) с задан ным числом лучей в зоне обслуживания.
Для рассматриваемых систем мощность сигнала на выходе приемной антенны определяется выражением
= c o n st,
4л/-2
поскольку G„(f) = Gn= const, £пр= const и не зависят от частоты сигнала. Таким образом, мы получим, что мощность сигнала на выходе приемной антенны не зависит от выбираемого диапазона частот. Оптимальными диапазонами частот в этом случае являют ся диапазоны частот с минимальными внешними шумами (см. рис. 3.10) и минимальным поглощением сигнала при его распро странении в атмосфере. При этом предполагается, что шумовая температура мапошумящих усилителей приемников одинакова для рассматриваемых диапазонов частот. При этих условиях зависи мость нормированного энергетического потенциала радиолинии от рабочей частоты имеет вид, показанный на рис. 3.11 [14].
3.3.Основные системы и устройства, входящие
всостав радиолиний
3.3.1. Антенные системы
Ток, протекающий по малому отрезку провода, создает элек тромагнитное поле, которое заполняет окружающее пространство, распространяясь со скоростью света. Так как скорость света ко нечна, то после выключения источника тока ранее созданное поле продолжает распространяться в пространстве.
Рассмотрим радиолинию "точка-точка" с направленными ан теннами. Для того, чтобы в максимальной степени сконцентриро вать излучаемую передающей антенной мощность сигнала в точке приема, находящейся в дальней зоне на расстоянии ry>d, где d - апертура передающей антенны, необходимо, чтобы все поля, излу чаемые элементами антенны, приходили в точку приема в одной и той же фазе. Так как r » d , то это приводит к требованию: фронт волны, излучаемый передающей антенной, должен быть плоским и перпендикулярным лучу (прямой в свободном пространстве), со единяющему передающую и приемную антенны (рис. 3.12).
Реальная антенна является сложной системой, состоящей, на пример, из зеркального отражателя, облучателя и фидерного трак та. Практика показывает, что в реальной антенне можно с доста точной точностью получить в раскрыве антенны волну с плоским фронтом.
Для определения диаграммы направленности антенны в каче стве примера рассмотрим излучение узкой прямоугольной щели в бесконечном непрозрачном экране, на который падает плоская вол-
Плоский фронт
волны
Рис. 3.12. Элементы направленной антенны
- 121-
на. В данном случае щель играет роль некоторого раскрыва антен ны с плоской волной в раскрыве. Геометрия формирования поля в дальней зоне для щели в бесконечном экране показана на рис. 3.13. Поле в щели можно заменить множеством вторичных источников излучения, создающих поле на оси х в щели с амплитудой 1(х).
Разность хода лучей от вторичных источников излучения, на ходящихся в точках х = 0 и х , для углового направления 0 есть Ar = x sin 0.
Разность фаз двух лучей:
2яДг 2тисsin0
Далее везде будем полагать ф = 0 при х = 0.
Просуммируем поля от всех источников вторичного излуче ния, находящихся на оси х, в направлении 0:
F (0 ) = J 1(х) еУф<£с.
—оо
Обозначим и = (sin Q)/X, v = 2дм = (2я sin 0)/Х,. Тогда
F (v ) = | I(x) eJvxdx.
-ОО
Таким образом, мы получили, что F(v) =F(2nu) есть преобра зование Фурье от поля 1(х) в раскрыве антенны, т.е. диаграмма на правленности антенны и распределение поля в раскрыве антенны связаны преобразованием Фурье. Задаваясь требуемой формой диаграммы направленности антенны, мы можем определить необ ходимое распределение поля в раскрыве антенны.
Форма видеоимпульса Uc(() и его преобразование Фурье - спектр S (F )
U r _______ |
|
и с(1) |
|
|
t |
-т /2 |
0 |
т/2 |
sin (лРт) S ( F ) - U . х У ’
TZF T
Форма поля в раскрыве антенны /(х) и его
преобразование Фурье - диаграммы направленности антенны F(u) и F(Q)
/о J(x)
-d /2 |
0 |
d ll ' |
F(u) = /o*/(sin nud)/nud, |
и = (sin 0)/A. |
|
Нормированная диаграмма направленности по полю (Iod = 1):
sin [то/ sin G/Х] |
« |
sin (то/0/Х) |
F(Q) = --------------------- |
----------------- при 0<С 1 |
|
nd sind/X |
|
7 idQ/X |
Форму диаграммы направленности антенны легко определить, пользуясь аналогиями для формы видеоимпульса и его спектра (преобразования Фурье). В табл. 3.2 для иллюстрации приведены форма прямоугольного видеоимпульса, его спектр и аналогичные соотношения для поля в раскрыве антенны и диаграммы направ ленности антенны.
Рассмотрим диаграмму направленности антенны с круглой апертурой, полагая, что в раскрыве антенны формируется плоский фронт волны. Такую антенну заменим круглым отверстием в бес конечном непроводящем экране, на который падает плоская волна (рис. 3.14).
Рис. 3.14. Геометрические соотношения для круглой апертуры антенны
-1 2 3 -
Примем, что распределение поля в круглой апертуре 1(х,у) является симметричным, так что от комплексных чисел можно пе рейти к действительным и косинус-преобразованию Фурье.
В точке наблюдения М на большом расстоянии от антенны появится волна от вторичных источников излучения, расположен ных на элементарной площадке ds = dxdy, с амплитудой, пропор циональной
Г 2п )
dE(Q) = I(x,y) cos сом -— xsinQ ds.
I J
Без потери общности положим / = 0. Тогда
Е(6) = J/(x ,y )c o s | — *sinG ds.
Уравнение окружности для круглой апертуры есть
х2 +у 2 = (d/2)2= R2,
где R = dl2. Положим, что распределение поля по апертуре являет ся равномерным:
|
|
|
1{х, у) = / 0 = const. |
|
|
|||
Тогда, полагая у = \IR 2 - х 2 , получим |
|
|
||||||
|
|
|
R |
4r2-*2 |
( 2, |
Л |
|
|
|
|
Е (G) = /0 { |
J |
cos |
— JcsinQ \dxdy = |
|
||
|
|
|
- * |
- , / ^ 7 |
u |
> |
|
|
= 2/ 0 |
J |
c o sf— jesinG^j Vi?2 - x 2dx = 4 /Q J c o s f — .xrsinG |
\IR 2 - x 2dx. |
|||||
- |
R |
V ^ |
J |
|
|
О |
V ^ |
/ |
Положим x = R sin a. Тогда dx =R cos ada, \ R 2 - x 2 = R cos a , |
||||||||
|
|
|
ж/2 |
f 2n |
|
'N |
|
|
|
|
E{G) = AIQR j |
cos |
— Л sin Q sin a |
cos2 a d a |
|
||
оvX
Из справочника по определенным интегралам находим
"г2 |
/ |
• ч 2 |
. |
= |
я |
М?) |
( |
cos(z |
sin a )c o s a |
d a |
-----!— , |
||
о |
|
|
|
|
2 |
2 |
где J\(z) - функция Бесселя первого рода первого порядка.
Тогда нормированная диаграмма направленности по полю, одинаковая в любой плоскости, определяется выражением
fnd Л
и при 0 <SC 1 (остронаправленная антенна)
J? /Q \ |
_ |
|
(ndQ/X) |
|
|
|
|
||
|
|
|
|
пdQ/l |
|
|
|
|
|
Вид |
функции |
F(0) |
для |
|
|
||||
круглой |
апертуры |
в |
прямо |
|
|
||||
угольных |
координатах показан |
|
|
||||||
на рис. 3.15 |
(кривая |
/). Ш ирина |
|
|
|||||
диаграммы |
направленности |
по |
|
|
|||||
уровню половинной |
мощности |
|
|
||||||
0О определяется |
из |
уравнения |
Рис. 3.15. |
Диаграмма направленности |
|||||
F 2(0O/2) = O,5 |
и |
равна |
0О= |
|
антенны: |
||||
= 1,03'kld&'kld. |
Уровень |
перво |
1 - |
с круглой апертурой; |
|||||
го бокового лепестка составляет |
2 —с квадратной апертурой |
||||||||
-17,6 дБ. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Для антенны с квадратной апертурой размером d при равно мерном распределении поля в раскрыве антенны 1{х,у) = /о = const аналогичным образом можно получить
R |
R |
'2 * • a i |
|
£ (6 ) = h \ |
\ |
||
cos — JJSin0 |
- я - л
In
dxdy = 210R J C O S — x sin 0 | dx =
- R
sin | -^-sinG
= I0d
Нормированная диаграмма направленности по полю, одина ковая в любой плоскости, определяется выражением
sin[(7t*/ sin 0)/Л.] |
sin (ndQ/X) |
F (0 ) = |
при 0 <s; l. |
(nd sin Q)/k |
ndQ/X |
Вид функции F(0) для |
квадратной апертуры показан на |
рис. 3.15 (кривая 2). Ш ирина диаграммы направленности по уров ню половинной мощности равна 0о = X/d. Уровень первого боково го лепестка составляет -13,46 дБ.
Коэффициент усиления антенны по мощности есть (7(0) = = G F2(0), где G = G(0) - коэффициент усиления антенны в макси муме основного лепестка диаграммы направленности.
В антенне зеркального типа, показанной на рис. 3.12, облуча тель создает сферическую волну. Для получения плоского фронта волны в раскрыве антенны все длины хода лучей ОА,В, для всех i должны быть одинаковыми. В этом случае профиль зеркального отражателя представляет собой параболу.
Стремление снизить уровень бокового излучения антенны за ставляет снижать уровень облучения зеркала у его краев. При этом уменьшается перелив энергии от облучателя за пределы апертуры зеркала и уменьшается уровень возбуждения кромок зеркала, что положительно сказывается на уменьшении бокового излучения. Однако в этом случае эффективно работает на отражение только центральная часть зеркала, уменьшая его эффективную апертуру и увеличивая ширину основного лепестка диаграммы направленно сти антенны.
Коэффициент усиления антенны определяется общим выра жением
G = 4nSA/)c,
где SA - эффективная площадь антенны. Для осесимметричной зеркальной антенны с диаметром раскрыва d эффективная пло щадь антенны
где ккп — коэффициент использования поверхности антенны (КИП). кнп < 1 и равен единице только при равномерном распреде лении поля в раскрыве антенны. В реальных условиях для зер кальных антенн киа = 0,55 - 0,7.
Для антенн имеем следующие основные соотношения. Коэф фициент усиления антенны
G = k„„n\d/Xf.
Ш ирина луча по уровню половинной мощности
0О« 70X/d, град.
Согласно рекомендациям МСЭ, для эллиптического луча
G = 44,44 - 1 0 lg 0о, - 1 0 lg 0О2, дБ,
где 0О, и 0 0 2 - ширина луча в градусах в двух взаимно перпендику лярных плоскостях вдоль главных осей эллипса. Для круглого лу ча 0О| = 0О2 = 0о и G = 44,44 - 20 lg 0ОдБ.
Уровень бокового (и заднего) излучения антенн нормируется рекомендациями МСЭ и ГОСТов в целях обеспечения электромаг нитной совместимости радиосистем, работающих в общем диапа зоне частот.
Для антенн наземных станций спутниковой и радиорелейной связи с d/X < 100 уровень огибающей боковых лепестков диаграм мы направленности относительно изотропного излучателя не дол жен превышать величин:
|
_ |
f49 -10 lg (d/X) - 25 lg 0 дБ |
100Ш < 0 < 48°; |
||
G |
“ |
[ |
10 -10 lg (d/X) дБ |
48° < 0 < 180°, |
|
где 0! = 100АУЛ - |
положение |
максимума первого бокового ле |
|||
пестка. |
|
|
|
|
|
Антенны радиорелейных |
станций |
имеют значения d/X < 100. |
|||
Антенны наземных станций спутниковой связи могут иметь вели чину d/X > 100. Уровень боковых лепестков антенны относительно
изотропного излучателя при d/X > 100 не должен |
превышать оги |
|
бающей боковых лепестков, установленной для |
d/X = 100. Таким |
|
образом, из вышеприведенной формулы для d/X > 100 имеем: |
||
3 9 - 2 5 lg 0 дБ |
100Х/Л < 0 < 48°; |
|
G(0) = |
48° < 0 <180°. |
|
-10 дБ |
||
3.3.2.Модемы
Врадиолиниях помимо двухфазной фазовой манипуляции ра диосигналов широко используются четырехфазная манипуляция радиосигналов (ФМ -4) и квадратурная амплитудная манипуляция (КАМ) радиосигналов. Устройства, осуществляющие модуляцию сигнала на передачу и демодуляцию сигналов в приемнике, назы ваются модемами.
Модем ы Ф М -4. Функциональная схема модулятора с четы рехфазной манипуляцией сигналов представлена на рис. 3.16. На вход модулятора поступает поток биполярных двоичных символов
со скоростью передачи R = 1/т0. Этот входной поток двоичных символов с помощью преобразователя последовательного кода в параллельный разделяется на два параллельных потока двоичных символов со скоростью R/2 каждый (рис. 3.17) для синфазного и квадратурного каналов.
Выход
Рис. 3.16. Функциональная схема модулятора ФМ-4
-1 2 7 -
Рис. 3.17. Формирование символов для синфазного и
квадратурного каналов
Полагая для удобства U0„= 1, получаем, что на выходе перемножителей будем иметь сигналы:
• |
в синфазном канале |
sin[cocT+ ср, (/)], <Pi(0 = |
• |
в квадратурном канале |
U0 cos [сос/ + ф2 ( / ) ] , Ф2 ( 0 =-{ ~ |
|
|
я. |
На выходе сумматора появится результирующее напряжение частоты (ос с постоянной амплитудой
и шх = у/гU0 sin[coc/ + ср(/)] = Uc sin [сос/ + <р(/)],
Синфазный |
где в соответствии с |
векторной |
|
диаграммой получения |
четырех- |
фазного сигнала (рис. 3.18) ср(0 может принимать одно из четы рех возможных значений фазы:
[45°
135°
ф (0 = •
225°
Рис. 3.18. Векторная диаграмма полу |
315° |
чения четырехфазного сигнала |
|
Синфазный канал |
|
Интегратор |
^ Решающее |
|
|
с синхронным |
||
|
< & |
устройство |
||
|
|
|
разрядом |
|
Вход |
Схема формирования |
^Qj\S\x\(Oct |
|
|
опорного когерент- |
-< > |
|
|
|
|
|
Преобразователь |
||
|
иого сигнала |
|
|
|
|
|
|
параллельного Выход |
|
|
|
|
|
|
|
Сдвиг |
|
кода в последо |
|
|
|
вательный |
||
|
фазы на |
|||
|
90° |
|
|
|
Uoncoscoc;
Квадратурный канал |
Интегратор |
Решающее |
|
с синхронным |
|||
|
|||
|
устройство |
||
|
разрядом |
||
|
|
||
Рис. 3.19. Функциональная схема демодулятора ФМ-4 |
|||
Ф ункциональная схема демодулятора четырехфазного сигнала представлена на рис. 3.19. На вход демодулятора поступают полез ный сигнал Uc sin [юс t + (p(f)] и шум со спектральной плотностью No. На выходе перемножителя синфазного канала для сигнальной составляющей имеем напряжение
{U0 sin [сМ + cpi(/)] + U0 cos [coc/ + cp2(/)]} U0„sin a>ct =
- ^ UonU 0 c o s ^ i (01 + X- UonU 0 sin[cp2(0] = U0 cos[cp, (/)] =
f UQ, |
cpj(0 = 0; |
l " ^ o . |
<Pi(0 = *. |
где принято j Uon = 1, a sin [<p2(0] = 0 при cp2(r) = 0 и cp2(/) = я.
Аналогично на выходе перемножителя квадратурного канала
для сигнальной составляющей имеем |
|
|
и 0, |
<р2(0 |
= 0; |
U0 cos [ф20)] = -щ, |
Ф2(0 |
= л. |
Таким образом, модулятор и демодулятор сигналов с ФМ -4 представляют собой фазовую систему уплотнения и фазового ор тогонального (независимого) разделения двух цифровых каналов с двухфазной манипуляцией сигналов на 180° в каждом ортогональ ном канале.
Рассмотрим отношение мощностей сигнал—шум на входе ре шающего устройства синфазного канала схемы рис. 3.19. Имеем: мощность сигнала есть С/о, мощность шума равна o 2=2N0/2x =
=N0/2х0, где т = 2х0.
Сдругой стороны, амплитуда принимаемого четырехфазного
сигнала есть UC=\[2U0 , где Рс = U2J2.