книги / Цифровые измерительные преобразователи и приборы

деляет достижимое быстродействие всего ЦИП, так как последующая дискретная часть всегда может быть построена из элементов с доста­ точно высоким быстродействием. Порог чувствительности СУ является одной из важнейших характеристик, потому что определяет достижи­ мую разрешающую способность ЦИП. Значение ин для предотвраще­ ния возникновения автоколебаний в следящих ЦИП обычно выбирается не менее, чем половина разрешающей способности ЦИП и должно ха­ рактеризоваться температурной и временной стабильностью. Линей­ ность коэффициента передачи СУ, как правило, не имеет существен­ ного значения, так как выходной пороговый элемент срабатывает при Ux — UK> «н, и дальнейшее увеличение входного сигнала не оказывает влияния-на его состояние. В этом случае линейность коэф­ фициента передачи необходима только в пределах диапазона 0 -5- 2м„. Существенную роль играет также помехоустойчивость СУ от влияния различного рода внешних и внутренних помех, определяющая пре­ дельно достижимую точность ЦИП.

В зависимости от принципа действия, назначения и требуемых технических характеристик ЦИП, построение и схемы СУ могут быть весьма разнообразными. Однако можно выделить три основных типа СУ: регенеративные, прямого усиления и импульсные, отличающиеся по характеру функционирования и достигаемым параметрам.

СУ регенеративного типа характеризуется наличием нелинейной положительной обратной связи между выходом и входом, действую­ щей в момент UKæ Ux и вызывающей резкое изменение выходного сиг­ нала в этот момент. Выход СУ данного типа может иметь релейный или генераторный режим. В первом случае в момент UKæ Ùx выход­ ной сигнал скачкообразно изменяется по амплитуде, а во втором — при определенном знаке разности Цх— UKвозбуждается выходной гене­ ратор. Эти СУ могут обеспечить достаточно высокое быстродействие, но их стабильность и чувствительность относительно невелики.

СУ прямого усиления выполняют либо в виде усилителей постоян­ ного тока (УПТ), либо в виде усилителей переменного тока с модуля­ тором на входе и демодулятором на выходе (МДМ). УПТ обеспечивают высокое быстродействие за счет отсутствия реактивных связей, но имеют значительный дрейф нуля, т. е. без специальных дополнительных мер, усложняющих схему СУ, не могут обеспечить достаточно высокую точ­ ность ЦИП. Усилители МДМ не имеют дрейфа нуля и получили наи­ большее распространение при создании высокоточных ЦИП. Однако их быстродействие меньше и зависит, в частности, от частоты модуля­ ции, так как за каждый шаг квантования сигнал обычно должен моду­ лироваться несколько раз (частота модуляции должна быть значительно больше частоты квантования).

СУ импульсного типа при каждом очередном шаге квантования соз­ дает на выходе импульс, полярность которого соответствует знаку разности Ux — UKна входе. Для этого используется входной ключ, вырезающий из входного сигнала прямоугольный^импульс, импульс­ ный усилитель, дифференцирующий за счет межкаскадных RC связей передний и задний фронты прямоугольного импульса, и выходной ключ, отсекающий импульсы от задних фронтов. Такая схема, обеспечивает

большее быстродействие, чем усилитель МДМ, так как частота работы ключей равна частоте квантования и позволяет устранить за счет стро­ бирования влияние всплесков входного сигнала; однако достижимая в этом случае стабильность меньше из-за дрейфа нуля и влияния им­ пульсных помех.

СУ регенеративного типа

Сравнивающие устройства регенеративного типа характеризуются относительной простотой и высоким быстродействием за счет дейст­ вия положительной обратной связи в момент срабатывания. В связи с этим их часто используют в быстродействующих ЦИП относительно невысокой точности. К преимуществам регенеративных СУ можно также отнести и возможность применения их в качестве устройств, регистрирующих не наличие сигнала на входе, а, наоборот, его отсут­ ствие, т. е. фиксацию момента равенства напряжений Ux и UKна входе

На рис. 2.32 показан вариант СУ с потенциальным выходом, где нижняя часть схемы представляет собой обычный статический сим­ метричный триггер на транзисторах Тг и Т2 с нелинейными диодными обратными связями; RK— резисторы в коллекторных цепях транзи­ сторов; конденсаторы С предназначены для фильтрации переменной составляющей напряжений 0Х и UK. Источник напряжения ЕС1Л и резисторы Дсм необходимы для задания начального смещения рабо­ чих точек диодов Д х -ь Д ^ Электрические цепи С1— Тр1 — Д\ — Д4 — С2 и Сг — Д3 — Д2 — Тр2— С2 создают "дополнительные соб­ ственные положительные обратные связи в каждом из транзисторов

•триггера; причем диоды Дх — Д4 и Д3 — Д2 попарно образуют ключи,

замыкающие или размыкающие эти цепи в зависимости от соотноше­ ния | Ux | и | Uк |.

Рассмотрим работу схемы, например, при | Ux | > | UK|, когда диоды Дг и Д4 открыты, а диоды Д3 и Д2 закрыты. В этом случае при подключении источника Ек в цепи коллектора транзистора 7\ возни­ кает импульс, так как его собственная положительная обратная связь замкнута. Возникающий в схеме под воздействием импульса лавино­ образный процесс приводит к открыванию транзистора Тг и закрыва­ нию транзистора Г2. Напряжение на выходе схемы при этом резко увеличивается. В таком состоянии схема будет находиться до тех пор, пока | U .у \> \ UK |. Если теперь выполнить условие | UK| > | Ux |, то диоды Дх и Д4 закроются, а диоды Д2 и Д3 откроются, т. е. допол-

Рис. 2,32. Схема регенеративного СУ с потенциальным выходом

нительная положительная обратная связь транзистора 7\ разомкнется, а дополнительная положительная обратная связь транзистора замкнется и в его коллекторной цепи возникнет импульс. Под воз­ действием' импульса в схеме происходит лавинообразныйпроцесс, по окончании которого транзистор Тг закрывается, а транзистор Т2 открывается.

При | Ux | > | UK| схема аналогичным образом возвращается в исходное состояние. Следовательно, схема чувствительна к знаку разности | Ux — U K | и при I Ux — U K | > 2иа, где иа— порог чув­ ствительности, ее выходное напряжение изменяется скачкообразно.

Варианты простейших регенеративных СУ с генерацией импульсов

т. е. диоды Æ и Д 3 открыты, образуя цепь положительной обратной связи. Схема генерирует импульсы на выходе,' как обычный мульти­ вибратор. Если /Уа < U6, то диоды Дг и Д 3 закрыты и открываются диоды Д2 и Д4, образуя цепь отрицательной обратной связи, прекра-

щающей генерацию импульсов. Порог чувствительности такой схемы порядка 1 мв.

В схеме 2.33, б транзистор Т является усилителем с трансформа­ тором Тр в коллекторной цепи. Выходные напряжения Тр с обмоток wn (положительная обратная связь) и wQ(отрицательная обратная связь) подаются обратно на вход Т. Всегда будет открыт тот диод, на катоде которого более отрицательный потенциал, а другой диод при этом будет закрыт, так как через открытый диод к его аноду будет при-

Рпс. 2.33. Схемы регенеративного С У с генерацией импульсов

ложен более отрицательный потенциал. Следовательно, при | — Ux | <

генератор с частотой, определяемой параметрами элементов схемы. Порог чувствительности такого варианта порядка 10 мв, а при исполь­ зовании дополнительного дифференциального усилителя может быть снижен до 200 мкв.

СУ в виде УПТ

Как уже указывалось, основным недостатком УПТ .является вре­ менной и температурный дрейф, борьба с которым приводит к услож­ нению схемных решений СУ. Наиболее часто при этом применяют дифференциальные схемы, облегчающие в какой-то мере выполнение данной задачи.

При использовании для этой цели интегральных схем достигают уменьшения габаритов и веса СУ, а также улучшения его характери­ стик. Это объясняется, во-первых, идентичностью характеристик от­ дельных параметров интегральной схемы, и, во-вторых, более лучшим температурным режимом, так как все элементы усилителя выполнены в одном кристалле, т. е. имеют одну температуру.

Простейшая схема интегрального дифференциального усилителя 1УТ221 (П2222) показана на рис. 2.34, а. Здесь транзисторы Тг и Тг

образуют собственно дифференциальный усилитель, а транзистор Т3, являясь для него источником тока, предназначен для стабилизации токового режима транзисторов Т1 и Т2. При изменении температуры окружающей среды изменяется и ток транзистора Т2. Транзистор Т4 использован для температурной компенсации в режиме диода. При изменении температуры за счет изменения параметров Т4 напряжение на базе транзистора Tz изменяется так, что его ток oeraeTçn постоян­ ным.

Схема СУ на двух интегральных усилителях 1УТ221 и интеграль­ ном триггере Шмидта Те приведена на рис. 2.34, б. Так как при нуле­

усилителя. Транзистор Ть является эмиттерным повторителем, слу­ жащим для уменьшения выходного сопротивления усилителя. Тран­ зистор Г, осуществляет согласование второго каскада с выходным эмиттерным повторителем. Так как при нулевых значениях входных сигналов напряжение на выходе второго каскада усилителя не равно нулю, применен дополнительный транзистор Т8, устанавливающий приблизительно нулевое напряжение базы Т9 в* исходном состоянии усилителя.

СУ на одном усилителе 1УТ401 и интегральном триггере Шмидта имеет следующие параметры: порог чувствительности около 0,4 мв\ максимальную частоту входных сигналов порядка 100 кгц\ входное

в этот период возможен саморазряд конденсатора. Обычно в ЦИП желательно иметь постоянную времени саморазряда конденсатора

CM0

* )

Рис. 2.36. Схемы автоматической коррекции дрейфа нуля

порядка 100 /,{. Длительность интервалов между очередными опера­ циями компенсации определяется значением допустимого дрейфа нуля за этот период.

Недостатком схемы является наличие переходных процессов пере­ заряда входной емкости при переключении с большого напряжения Д и = Ux — UKна малое едр. Это приводит к необходимости увеличи­ вать длительность интервала компенсации и к некоторому понижению чувствительности СУ, так как от источника сигнала потребляется дополнительная энергия.

Аналогичный вариант компенсации дрейфа для балансного УПТ показан на рис. 2.36, б. Когда переключатели в положении /, то выходное напряжение заряжает конденсатор С так, что напряжение дрейфа на выходе усилителя оказывается скомпенсированным с точ­

ностью до . ■% -, поскольку благодаря непосредственному соеднне- 1 Г “у

нию выхода усилителя с его входом выходное напряжение за счет обратной связи приводится к входному. Это режим коррекции. В ра-

бочем режиме (положение 2 переключателей) i/c, установленное в ре­ жиме коррекции по условию компенсации дрейфа, продолжает дей­ ствовать на входе балансного каскада и обеспечивает компенсацию дрейфа.

Помимо рассмотренных, часто используют цифровые методы авто­ коррекции с определением погрешности (дрейфа) в виде числа и с по­ следующей его компенсацией. Цифровые методы более сложны по обо­ рудованию, но за счет запоминания погрешности часто и более удобны, так как позволяют использовать запомненный результат в любой удоб­ ный момент, многократно и т. п,

СУ с модуляцией \\ демодуляцией

Структурная схема (рис. 2.37) СУ с модуляцией и демодуляцией (МДМ) в общем случае может содержать, модулятор (преобразователь постоянного напряжения в переменное) М, усилитель переменного напряжения У, демодулятор (преобразователь переменного напряже-

г

Un

-0О

0 ■

Рис. 2.37. Структурная схема СУ с модуляцией

идемодуляцией

ния в постоянное) Дм и пороговый элемент ПЭ, управляющий дискрет­ ной частью ЦИП. В общем случае СУ или отдельные его части может питаться от самостоятельного генератора Г. Подобные устройства достаточно подробно освещены в литературе. Рассмотрим только неко­ торые особенности входящих в них элементов.

Модуляторы

В качестве модуляторов можно использовать ключи и переклю­ чатели (см. § 2.1). Однако, в связи с тем что модулятор располагают во входной цепи СУ обычно высокоточных ЦИП, к его точностным характеристикам предъявляются наиболее высокие требования. Кроме того, быстродействие СУ, определяющее быстродействие ЦИП в целом, во многом зависит от быстродействия модулятора. Модуляторы могут работать либо в режиме включено — выключено, либо в режиме переключения.

Лучшими точностными характеристиками обладают контактные модуляторы (вибропреобразователи). При входном сопротивлении порядка 1 Мом дрейф нуля контактных, модуляторов может быть сни­ жен приблизительно до 1 мкв, а при относительно малых входных со­

проявлениях — до 0,01 мкв. Основными недостатками контактных модуляторов являются относительно малый срок службы и низкое быстродействие (максимальная частота модуляции порядка 500 гц).

Всвязи с этим, в ДИП большее распространение получают транзистор­ ные модуляторы, несмотря на их пока худшие точностные характери­ стики. Для транзисторных модуляторов остается в силе все сказанное ранее для транзисторных ключей и переключателей.

Максимальная частота модуляции /м транзисторных модуляторов ограничивается их реактивными (собственная емкость) и инерцион­ ными свойствами. Инерционность транзисторов определяется временем рассасывания носителей («дырок»), накапливающихся в слое базы за время, пока транзистор открыт.

Вэтот период сопротивления

и используя прямоугольное управляющее напряжение Uy только одной полярности. В последнем случае, как уже указывалось, можно также ликвидировать остаточный ток i0транзистора. Хорошие резуль­ таты дают схемы с ограничением всплесков с последующим усилением сигнала и схемы, в которых осуществляется вырезание той части сигнала (стробирование), где отсутствуют всплески.

При трансформаторном выходе входное сопротивление модулятора трудно сделать большим, хотя такое включение устраняет гальвани­ ческую связь с последующим усилителем и позволяет провести согла­ сование входных и выходных сопротивлений. Поэтому, когда от моду­ лятора требуется достаточно большое входное сопротивление, целе­ сообразнее использовать для связи с нагрузкой конденсатор, как пока­ зано на рис. 2.38. При этом, если за модулятором расположен полу­ проводниковый усилитель, то напряжение питания последнего должно быть хорошо стабилизировано, так как его изменения за счет паразит­

ной связи через вход модулятора вызовут появление паразитного модулированного сигнала (при постоянном входном сигнале измене­ ние напряжения питания усилителя вызовет подзаряд и разряд кон­ денсатора через модулятор).

В модуляторе с емкостным выходом должна быть предусмотрена возможность заряда и разряда конденсатора связи С, т. е. наличие двух ключей (последовательно и параллельно с нагрузкой). Для упрощения схемы один из этих ключей можно заменить, как показано на рис. 2.38, сопротивлением RQl значение которого выбирают по допу­ стимому току источника сигнала при замкнутом ключе, допустимому току через открытый транзистор и требуемому входному сопротивле­ нию модулятора. Однако наличие сопротивления R0 снижает коэф­ фициент передачи модулятора..

Для определения основных параметров модулятора воспользуемся его эквивалентной схемой (рис. 2.38, б). Применение в качестве од­ ного ключа двух транзисторов (как, например, на рис. 2.4, а) лишь

при открытом транзисторе

В равенстве (2.38) второй член определяет погрешность выходного напряжения из-за наличия у транзистора остаточных тока iQи напря­ жения и0. Коэффициент передачи модулятора Ам определим с учетом сопротивления нагрузки 7?н, полагая для упрощения, что # Р R0> > Rn ) ^ J ?3 и постоянная времени т = CRn Гу, где Ту — период управляющего напряжения. В установившемся режиме время заряда

и разряда конденсатора С одинаково и равно Значит, одинаковы

и токи заряда и разряда

их—ис _ ис

R o + R n

где Uc — напряжение на конденсаторе.

по