книги / Цифровые измерительные преобразователи и приборы

Входное сопротивление в момент отсчета

(2.63)

Анализ полученных выражений показывает, что при прочих рав­ ных условиях /?вх. к у схемы рис. 2.48, б несколько выше, но схема рис. 2.48, а обладает меньшим уровнем наводок (конденсатор С не «висит» в воздухе) и более высоким коэффициентом передачи. По срав­ нению с однополярными схемами максимальный коэффициент пере­ дачи схемы рис. 2.48, а в 2, а схемы рис. 2.48, б в 1,5 раза больше. Кроме того, в двухполярных схемах переходный процесс практически отсутствует, т. е. выходное напряжение Uy устанавливается практи­ чески мгновенно после включения входного. Это объясняется тем, что среднее за период напряжение U на конденсаторе всегда равно нулю, так как к конденсатору поочередно прикладывается напряжение раз­ ной полярности. Единственным недостатком двухполярных схем по сравнению с однополярными иногда оказывается отсутствие общей земли усилителя и входного сигнала.

При использовании в СУ бестрансформаторной входной схемы с модулятором лучше всего применять двухполярную схему типа рис. 2.48, я, обеспечивающую самые высокие коэффициент передачи, входное сопротивление в момент отсчета и быстродействие. Если разделение цепей входного сигнала и усилителя недопустимо, то желательно использовать однополярную схему типа рис. 2.47, а, обладающую вдвое меньшим коэффициентом передачи и зависимостью быстродействия от соотношения между Rx и RK.

Частота модуляции. При усилении малых сигналов постоянного тока модулированный сигнал усиливается усилителем переменного тока, а затем синхронно демодулируется. В процессе отработки вход­ ной сигнал модуляторов ЦИП изменяется во времени. Скорость этого изменения для удобства обычно характеризуют частотой эквивалент­ ной синусоиды в случае следящего уравновешивания либо декремен­ том затухания эквивалентной экспоненты для следящего и разверты­ вающего уравновешивания. Если частота модуляции значительно выше частоты сигнала, то однополярная синхронная модуляция и демодуляция отличаются от двухполярной только вдвое уменьшенной чувствительностью тракта. Если же частота модуляции сравнима с частотой сигнала, то даже в случае идеальных (без насыщения, фа­ зовых сдвигов и запаздывания) модулятора, усилителя и демодуля­ тора, при однополярном преобразовании возможно значительное

искажение формы сигнала на выходе, а при двухполярном преобра­ зовании теоретически такого искажения не будет.

Действительно, при идеальном двухполярном преобразовании (рис. 2.49) модулированный сигнал можно представить в виде

Ua= F jix= FJJmsin at,

где Um— амплитуда, a со — угловая частота модулируемого сигнала.

Функция преобразования Fn имеет вид

где Тн — период функции преобразования (модуляции);

где £2М— угловая частота функции преобразования.

После идеальных усиления (ky) и демодуляции выходной сигнал (функция преобразования демодулятора также равна Fu)

Uных — UfJiyFц =s F sm (ùtkyFц—ky\Jjfisin со/,

так как FaFu = 1.

Следовательно, выходной сигнал не искажается при преобразова­ нии и его форма не зависит от частоты модуляции, что свидетельствует о преимуществе применения в ЦИП двухполярных двухтактных моду­ ляторов по сравнению с однополярными.

Однако для реальных схем частоту модуляции необходимо выбирать как можно большей, исходя из частотных возможностей модулятора; практически не меньше, чем в 4—5 раз больше частоты питающей сети для устранения влияния наводок с частотой сети и ее гармоник.

Оптимальная схема СУ. На выходе сравнивающего устройства ЦИП уравновешивающего преобразования, как правило, используют выход­ ной пороговый элемент постоянного тока. Для построения СУ наиболее оптимальной является схема, показанная на рис. 2.50, где разность ДU измеряемого и компенсирующего напряжений модулируется модуля­ тором М с ключевой характеристикой по двухполярной входной схеме (рис. 2.48, а) с частотой модуляции fM. Значение CxRy выбирают настолько большим, чтобы напряжение î/y на входе усилителя имело почти прямоугольную форму. Усилитель проектируют на диапазон частот, обеспечивающий пропускание прямоугольного сигнала. Обычно это нетрудно выполнить, так как в спектре частот прямоугольного сигнала гармоники выше третьей имеют относительно малый удель­ ный вес.

Рис. 2.50. Оптимальная схема СУ

Если имеется возможность ввести в схему СУ генератор Г для питания модулятора и демодулятора Дм> то частоту модуляции fu следует выбирать как можно большую (до 400 гц для контактных и нескольких килогерц для бесконтактных модуляторов), так как при этом всегда расширяется динамический диапазон измеряемого сиг­ нала, улучшается форма его воспроизведения на выходе и значительно облегчается возможность борьбы с помехами, т. е. повышаются быстро­ действие и чувствительность СУ Для улучшения качества модуляции и демодуляции желательно, чтобы генератор Г давал напряжение прямоугольной формы.

На выходе усилителя используют двухполупериодную схему демодуляции с демодулятором Дж, обладающим ключевой характери­ стикой. При прямоугольной форме сигнала и на выходе усилителя и синхронной и синфазной с модулятором демодуляции в этом случае отпадает необходимость в выходном фильтре, т. е, постоянная времени демодулятора практически будет равна нулю, как и постоянная вре­ мени двухполярной входной схемы. Форма и фаза сигнала, проходя­ щего через усилитель, регулируются ограничивающими и фазосдви­ гающими устройствами.

При таком построении СУ его быстродействие определяется только постоянной времени усилителя, которая может быть сделана доста­ точно малой. Схема обеспечивает теоретически идеальное воспроиз­ ведение формы входного сигнала на выходе при достаточно большом значении СгЯу и полное отсутствие 'потери информации о процессе уравновешивания, невозможное при каком-либо другом построении схемы СУ. Наиболее существенным недостатком схемы может быть появление дополнительных наводок на сопротивлении Rlf разделяю­ щем минусовый зажим источника сигнала и землю усилителя. Для уменьшения этих наводок (без изменения функций входной схемы) сопротивления можно зашунтировать соответственно подобранными конденсаторами.

Применять однополярные входные схемы (см. рис. 2.47, а или б) следует только при невозможности разделения цепей источника сиг­ нала и усилителя, так как при этом за счет постоянной времени вход­ ной схемы ухудшается быстродействие СУ, теряется наполовину (за полуперйод) инфорл^ция о процессе уравновешивания и ухудшается форма воспроизводимого на выходе сигнала, сильно зависящая от частоты модуляции. Однако даже в этом случае целесообразно за счет повышения постоянной времени входной схемы иметь прямоугольную форму сигнала, так как при двухполупериодной демодуляции ухудше­ ние быстродействия можно компенсировать отказом от выходного фильтра. Если же форма сигнала отличается от прямоугольной, то наличие выходного фильтра обязательно. Усилители СУ с однопо­ лярными входными схемами подробно описаны в имеющейся лите­ ратуре.

Быстродействие входной однополярной схемы повышается при уменьшении ее постоянной времени. Однако форма сигнала при этом отклоняется от прямоугольной, приближаясь к импульсной пропор­ ционально этому уменьшению, что вызывает необходимость включе­ ния выходного фильтра после демодулятора. Это противоречие можно устранить, если в-качестве демодулятора применить фазочувствитель­ ный триггер, реагирующий на знак выходного импульса. Таким путём можно значительно повысить быстродействие СУ с однополярной входной схемой. Но при этом значительно ухудшается форма воспро­ изведения сигнала на выходе и уменьшается еще больше информация о процессе уравновешивания, получаемая в рабочем полупериоде модуляции только в течение действия импульса.

§ 2.4. ВХОДНЫЕ УСТРОЙСТВА ЦИП

ЦИП являются относительно сложными устройствами, их все чаще используют в- системах автоматизации различных процессов, осуществляемых без участия человека. Поэтому выполнять их стре­ мятся возможно более универсальными, для чего, в частности, при­ меняют ряд дополнительных входных устройств, построение которых является типовым и не зависит в большинстве случаев от структуры ЦИП. К таким устройствам относятся входные делители для расшире­ ния пределов измерения, устройства для автоматического переключе­

ния и определения полярности измеряемого сигнала (если ЦИП не предназначен для намерения обеих полярностей) и устройства для автоматического выбора предела измерения.

Расширение пределов измерения

Для расширения пределов измерения ЦИП обычно используют входные делители напряжения (рис. 2.51) или тока. В этом случае входное сопротивление прибора определяется общим сопротивлением делителя # д, которое выбирают достаточно большим по сравнению с Rx. Шунтирующим действием компенсационной цепи в момент от­ счета при достаточно большом значении Rct как правило, можно пре­ небречь, т. е. считать, что входное сопротивление прибора в этом слу­ чае постоянно.

Рис. 2.51. Схема компенсационной цепи с входным делителем

Значение каждого из резисторов делителя можно тогда подсчитать

Для определения разрешающей способности ДИП с входным делителем делитель и Ех заменяют эквивалентным источником напря­ жения с внутренним сопротивлением, равным выходному сопротивле­ нию Еъыхделителя, измеренному между зажимами а— б (см. рис. 2.51). Тогда для схемы сравнения напряжений в соответствии с (2.40) раз­ решающая способность

(2.65)

D и при RK^ R C приблизительно пропорциональна отношению—

Легко установить, что выходное сопротивление делителя при Rx "К Яд будет максимально на я — 1 пределе, для которого и нужно вести расчет. Это максимальное сопротивление имеет определенное ■значение, зависящее только от выбранного RK

(2.66)

и определяющее при заданных RK, Rc и и„ максимальное значение разрешающей способности smax. Если необходимо иметь постоянную разрешающую способность прибора на всех диапазонах измерения, то в делитель на всех пределах, кроме предела «Un_р>, следует ввести добавочные резисторы R' (см.- пунктир на рис. 2.51), дополняющие его выходное сопротивление на каждом пределе до значения (ДВых)«-1-

Воспользовавшись формулой (2.65), легко определить для задан­ ных порога чувствительности ы„ сравнивающего устройства и мини­ мально допустимой разрешающей способности smin прибора необходи­ мое значение входного сопротивления СУ

(2.67)

Причем необходимо учитывать, что при слишком большом значе­ нии R,, растет уровень наводок на входе усилителя СУ и появляются паразитные утечки. Поэтому, если получается слишком большое Rc, следует уменьшить ип (повысить чувствительность усилителя). Так как слишком большая чувствительность усилителя также приводит к повы­ шению уровня шумов на его входе, то следует искать какое-то ком­ промиссное решение.

Погрешность коэффициента деления Ak самого делителя опреде­ ляется точностью его подгонки и стабильностью используемых рези­ сторов. Подгонку значения коэффициента деления делителя' можно осуществить сравнительно просто с точностью, значительно большей точности отдельных резисторов делителя. Допустимая погрешность суммарного сопротивления делителя может быть на 2—3 порядка выше допустимой погрешности коэффициента деления для схем срав­ нения напряжений и на порядок — для схем сравнения токов. Отече­

На рис. 2.52, а показана схема входного делителя с примерно по­ стоянным выходным сопротивлением. Действительно,

RI RM ,

Rl-\-Rbi

т. е. примерно постоянно, так как уже /?2д выбирается обычно значи­ тельно больше, чем Rlt Еще лучшие результаты получаются, если начиная со второго предела замыкать ключ Кл. Другим преимущест­ вом схемы является то, что при переходе с предела на предел коэффи-

Рис. 2.52. Варианты схем входных делителей

циент передачи ее меняется в том же отношении, что и коэффициент деления, т. е. СУ на всех пределах работает с одинаковым приведен­ ным к его входу напряжением. К недостаткам схемы следует отнести переменное входное сопротивление и вдвое меньший, чем у обычных делителей, коэффициент передачи.

Вход для нижнего (первого) предела иногда выполняют отдельным с целью повышения входного сопротивления на этом пределе (рис. 2.52, б).

Существуют и другие принципы построения делителей постоянного напряжения, из которых наиболее интересен принцип «динамического емкостного делителя» (или «трансформатора постоянного тока»), по­ зволяющий при высокой точности и стабильности коэффициента деле­ ния получать входные сопротивления порядка тысяч мегом. Принцип действий такого делителя удобнее рассмотреть на примере работы

а £ — э. д. с., подлежащая преобразованию. При замыкании контак­

одинаковы. При следующем цикле конденсатор С[ заряжается опять до потенциала £ , а при разряде повышает потенциал Сх до значения 1,5 £ и т. д. до тех пор, пока потенциал конденсатора Сг после доста­ точно большого числа циклов переключений не станет равным 2 Е. Следующие каскады работают аналогично, несколько замедляя общий процесс установления потенциалов в каскадах, но не влияя на их ко­ нечные значения, которые с каждым каскадом повышаются в два

раза. Таким образом, при числе каскадов я выходной потенциал де­ лителя

Я„ЫХ= £2Л.

Рассмотренная схема по сравнению с обычными делителями имеет ряд существенных преимуществ:

а) очень высокое входное сопротивление; б) очень высокую стабильность коэффициента деления /г, так как

он не зависит от абсолютных значений емкостей делителя; в) высокую точность коэффициента деления, на значение которого

не будут влиять паразитные сопротивления, токи и э. д. с. в схеме делителя;

г) относительно малое влияние сопротивления нагрузки Rn, вклю­ ченной на выходе делителя, так как входное сопротивление делителя

RBx= k2Ra.

Для получения коэффициента деления 0,1, схему соединений последнего каскада необходимо изменить так (показано сплошными линиями на рис. 2.53), чтобы в верхнем положении переключателя Я4 конденсатор С4, имеющий потенциал 8£, соединялся последова­ тельно не со всеми предыдущими каскадами, а только с первым, выходной потенциал которого равен 2Е. Тогда конденсатор С4 будет заряжаться до суммарного потенциала, равного 10 £ и /г *= 10.

Рассмотренный динамический емкостный преобразователь явля­ ется полностью обратимым, т. е. если преобразуемую э. д. с. включить

U — —

<“/ ВЫХ---- 2 « •

На рис. 2.53 для этого случая добавлен конденсатор СВых» показан­ ный пунктиром.

Д ля расширения пределов измерения переменного напряжения используют емкостные или индуктивные делители напряжения. Если один делитель нужно использовать и на постоянном и на переменном напряжении, то применяют частотно-компенсированные делители [4]. Схема такого делителя для двух пределов показана на рис. 2.54.

сердечники из материала с высокой магнитной проницаемостью и ма­ лыми потерями; в этом случае они обладают рядом существенных преимуществ: большим коэффициентом деления при малых габаритах, независящим в широких пределах от колебаний входного напряжения, температуры окружающей среды и сопротивления нагрузки; простотой защиты от влияний паразитных связей между элементами измеритель­

Автоматическое переключение и определение полярности

Наиболее простым приемом измерения ЦИП напряжений (токов) обеих полярностей является оценка полярности измеряемого напря­ жения Uх с последующим переключением его полярности или поляр­ ности компенсирующего напряжения UK. В связи с применением в этом случае реле, резко снижается достигаемое быстродействие ЦИП, а ис­ пользование бесконтактных реле ухудшает точность^ ЦИП. Поэтому переключение полярности применяют в основном только в электроме­ ханических ЦИП относительно низкого быстродействия. Во всех же случаях, когда в ЦИП используют бесконтактные цифровые счетчики, имеется возможность за счет некоторого усложнения логической части приспособить структуру ЦИП для непосредственного измерения Ux обеих полярностей с введением дополнительных блоков определения и указания полярности.

Автоматическое переключение полярности. Наиболее часто пере­ ключается полярность UKпосле выбора нужного предела измерения. Переключение осуществляется сравнивающим устройством обычно в исходном состоянии ПКН, т. е. при UK= 0, так как в этом случае обеспечивается наибольшая чувствительность при оценке полярности Ux. Подобная релейная схема показана на рис. 2.55. После выбора нужного предела напряжение U'x подается на СУ. Если полярность U'x неправильна, то контакт реле Рх включает реле Р2, которое кон­ тактами \КР2 и 2КР2 переключает полярность UK, а контактом ЗКР2 самоблокируется. Существенным недостатком подобных схем является недопустимость объединения земли Ux и земли ЦИП.

Рис. 2.55. Схема переключения полярности (3КР3 считать 3/СРг)

Автоматическое определение полярности. Измерение напряжений любой полярности осуществляется либо путем сдвига нулевого уровня входа ЦИП на значение Uxmах, либо путем использования двух СУ,

Возможный вариант использования двух СУ для определения по­ лярности приведен на рис. 2.56. Здесь генератор ГПН пилообразного напряжения Un подает это напряжение одновременно на два СУ. Одно из них (СУг) сравнивает U„ с Ux и создает на выходе импульс в момент их равенства; второе (СУ2) создает на выходе импульс в мо­ мент 4, когда U„ = 0. Если Ux > 0, то первый импульс на триггер Тгг создается СУг в момент 4 и открывает ключ Кл. Второй импульс в момент 4 создается СУ2 при (/„ = 0 и закрывает ключ Кл. За интер­ вал времени t2— 4 цифровой счетчик подсчитывает количество им­ пульсов от ГИ опорной частоты, пропорциональное Ux. Если Ux < 0, то первый импульс на триггер Тгъ открывающий ключ Кл, поступит от СУ2, а второй импульс, закрывающий ключ Кл, поступит в момент 4 от СУХ.

Состояние указателя полярности УП, управляемого через триггер Тг2от СУ будет зависеть от знака Ux, т. е. определять полярность Ux.