книги / Цифровые измерительные преобразователи и приборы

от фотодатчиков усиливаются усилителем У и заносятся в регистр Рг (Гр), работающий в коде Грея, затем преобразователем П преобразу­ ются в двоичный код и заносятся в двоичный регистр Рг (Дв). После этого двоичный код можно либо вывести в какое-то устройство для обработки информации, либо через дешифратор Дш подать на цифро­ вое отсчетное устройство ЦОУ.

Преобразование кодов

Построение схем для преобразования кода Грея в двоичный код на основе формулы (3.1) зависит от способа снятия кода Грея. При параллельном снятии кода Грея на каждый разряд используется один полусумматор ПС (рис. 3.3, б), т. е. сумматор двух цифр без операции

Б

ч о)

Код Грея

Рис. 3.3. Схемы полусумматора (а) и парал­ лельного преобразования кодов (б)

переноса. Один из вариантов схемы полусумматора на один разряд дан на рис. 3.3, а. Как видно из рисунка, при наличии единиц на обоих входах сумма на выходе будет равна нулю.

Многоразрядная схема на полусумматорах ПС для параллельного перевода кода Грея в двоичный код, реализующая правило (3.1), при­ ведена на рис. 3.3, б (цифры взяты из предыдущего примера). Легко убедиться, что данная схема действительно осуществляет выполнение правила (3.1) преобразования кодов.

При последовательном снятии кода Грея для преобразования-в дво­ ичный код наиболее просты и удобны схемы с дополнительным триг­ гером Тг и генератором импульсов ГИ. Если получаемый двоичный

код необходимо выводить последовательно, начиная со старшего разряда, то используется одна схема Я (рис. 3.4, а), которая при нали­

Приборы число-импульсного преобразования

В ЦИП число-импульсного преобразования измеряемая величина х преобразуется в количество импульсов п> подсчитываемое цифровым счетчиком. Следовательно, основными блоками таких ЦИП является преобразователь параметр — п и цифровой счетчик. Точность ЦИП за­ висит в основном от характеристик преобразователя параметр — п, а быстродействие тгот характеристик счетчика.

ЦИП число-импульсного преобразования применяют, главным образом, при измерении линейных и угловых перемещений, а счетчики как самостоятельный узел входят в состав большинства современных ЦИП.

Преобразователи параметр — п бывают циклические и накапли­ вающие. В первом случае за каждый цикл происходит заново преобра­ зование всей измеряемой величины, а во втором — число импульсов, характеризующее значение параметра после первого измерения, за­ поминается и в дальнейшем регистрируются только импульсы, соот­ ветствующие приращениям измеряемой величины. Накапливающим преобразователям свойственно большее быстродействие, однако потеря любого импульса создает неисправимую погрешность. Циклические преобразователи обладают меньшим быстродействием, но не накапли­

Преобразование электрических величин в число импульсов можно выполнять либо непосредственно с помощью схемы, либо с промежу­ точным аналоговым преобразованием в угол поворота. Широкого рас­ пространения подобные преобразователи не получили, так как в первом случае трудно добиться линейности характеристики, а во втором по­ грешность аналогового преобразователя параметр — угол поворота входит в общую погрешность ЦИП и цифровой отсчет особых преиму­ ществ не дает.

Схема цифрового вольтметра Digizet фирмы «Siemens und Halske» с промежуточным преобразованием измеряемого напряжения в угол

Схема преобразователя с непосредственным преобразованием элект­ рического напряжения в число импульсов циклического типа показана на рис. 3.7, а. Преобразователь содержит цепочку туннельных диодов Д с примерно одинаковым максимальным током / тах, вольт-амперная характеристика которой приведена на рис. 3.7, б. При подаче на вход схемы через сопротивление нагрузки Rü монотонно возрастающего напряжения Ux на диодах напряжение будет меняться скачком каждый раз, когда рабочая точка достигнет одного из максимумов характерис­ тики. Эти скачки дифференцируются цепочкой RC, т. е. превращаются в остроконечные импульсы, количество которых процорционально

значению амплитуды Ux, а полярность — направлению изменения Ux (с уменьшением Ux скачки происходят при достижении рабочей точкой минимумов характеристики).

§ 3.2. ЦИП ЧАСТОТНОГО ПРЕОБРАЗОВАНИЯ

Основным узлом ЦИП частотного преобразования, от которого за­ висит достижимая точность, является преобразователь параметра в частоту или количество импульсов. Однако в отличие от ЦИП число­ импульсного преобразования количество импульсов измеряется здесь всегда за определенный заранее заданный интервал времени (цикл) /ц, т. е. определяется средняя, частота импульсов. Эта особенность опре­ деляет как основной недостаток ЦИП частотного преобразования — относительно большое время измерения, так и основное достоинство — высокую помехоустойчивость в результате интегрирования за время измерения. Дополнительные погрешности возникают за счет неста­ бильности интервала /ц и несинхронности импульсов с началом и кон­ цом интервала /ц (погрешность дискретизации).

Преобразование параметров в частоту импульсов

Для преобразования ряда параметров (например, числа оборотов)

наводимые в обмотках w0f резко уменьшаются. Когда ток 1г начинает уменьшаться, а ток / 2 увеличиваться, магнитный поток уменьшается, и в обмотках w0наводятся э. д. с. обратного знака, что приводит к за­ крыванию 7\ и открыванию Т2. Магнитный поток в сердечнике растет до — ФтахДалее цикл повторяется. Значение Еш выбирается близким к напряжению отсечки тока коллектора.

Во время цикла перемагничивания входное напряжение уравно­ вешивается э. д. с. самоиндукции

Интегрируя это выражение за полупериод ТХ12 (время действия одного импульса э. д. с.), считая преобразователь идеальным, получим

т. е. пропорциональна Ux. Погрешность преобразования определяется в основном стабильностью характеристик сердечника и без принятия соответствующих мер не может быть лучше, чем 0,2% (главным образом, из-за температурной нестабильности) в рабочем диапазоне температур. Основные недостатки преобразователя — наличие на­ чальной частоты /и и относительно узкий диапазон выходных частот.

Характеристики преобразования можно значительно улучшить, если применять способ периодического сравнения напряжения на вы­ ходе линейного интегратора с постоянным опорным напряжением. Чтобы не допустить влияния участка обратного хода интегратора, лучше использовать схему рис. 3.9 с двумя синхронно работающими интеграторами. Здесь триггер Тг перебрасывается сигналами от срав­ нивающих устройств СУХи СУ2 в моменты равенства выходных напря­ жений интеграторов Инг и Ин2 опорному напряжению U0 и через дифференциаторы Дф и схему ИЛИ посылает импульсы с частотой fx на выход. Для этой схемы:

г*

Uо— u=k{ $ Uxdt = kiUxTx\

о

откуда

Схема может обеспечить погрешность порядка 0,01% при отноше­ нии максимальной и минимальной частот на выходе до 10000.

Наиболее перспективными для применения в ЦИП можно считать преобразователи напряжения в частоту (U /) с импульсной обратной связью. Схема и принцип действия такого преобразователя [29] пока­ заны на рис. ЗЛО. Преобразуемое напряжение Ux интегрируется усили­ телем постоянного тока УПТ и подается на сравнивающее устройство СУ, на второй вход которого подано опорное напряжение t/0. В момент

«и

Uo

!!

Рис. 3.9. Структурная схема интегрирующего пре­ образователя С/ — / (а) и характеристика его ра­ боты (б)

равенства выходного напряжения интегратора Uu и U0 сравнивающее устройство включает преобразователь обратной связи ПОС, формирую­ щий в течение интервала времени tocимпульс с амплитудой Uozпостоян­ ной вольт-секундной площади Uott0с. Цикл работы преобразователя

В выражении (3.3) не учтен дрейф нуля интегратора, который при преобразовании малых (порядка милливольт) напряжений может оказать существенное влияние на значение общей погрешности пре­ образователя. В связи с этим в преобразователях малых напряжений в частоту используют разнообразные способы компенсации дрейфа нуля интегратора. Один из возможных вариантов [30] такой компен­ сации, не ухудшающий быстродействие преобразователя, показан на рис. 3.11. Здесь к основному преобразователю, аналогичному рис. 3.10, добавлено устройство компенсации дрейфа нуля, состоящее из дополнительной интегрирующей цепи (резисторы R3, и конден-

сатор Сг) и усилителя постоянного тока МДМ (с модуляцией и демо­ дуляцией).

Можно показать [30], что если выбрать •— = -~-,то при отсутствии

дрейфа нуля УПТ напряжение на выходе усилителя МДМ равно нулю и он не оказывает никакого влияния на выходную частоту преоб­ разователя. При наличии дрейфа нуля УПТ его влияние на выход­ ную частоту преобразователя ослабляется в 1 + k раз, где k — коэф­ фициент передачи усилителя МДМ. Выбирая значение А, можно свести влияние дрейфа нуля УПТ к значению, соответствующему дрейфу нуля МДМ. Поскольку значение дрейфа нуля УПТ изменяется во времени весьма медленно, к устройству компенсации особых требо­ ваний по быстродействию не предъявляется, т. е. усилитель МДМ может быть выполнен, например, с контактным модулятором с очень малым собственным дрейфом нуля. Общий временной дрейф, приведен­ ный к входу преобразователя, в экспериментальных образцах на интегральных схемах имел значение не более 10 мке за 4 ч работы при диапазоне входного напряжения 0 -4- 10 мв и общей погрешности пре­ образования не более 0,1%.

Частотомеры

Отечественная промышленность выпускает большое количество различных частотомеров серий 43 и Ф с широким диапазоном харак­ теристик. Основные параметры этих частотомеров приведены в 124] *.

Рис. 3.12. Структурная схема цифрового частотомера

Цифровой частотомер, структурная схема которого показана на рис. 3.12, измеряет среднее за интервал /ц значение частоты f.x. Изме­ ряемый сигнал после усилителя-формирователя УФ поступает на ключ Кл, цифровой счетчик ЦС, дешифратор Дш и отсчетное устрой­ ство ЦОУ Интервал времени /ц задается генератором импульсов ГИ (обычно кварцевым генератором высокой стабильности) через дели­ тель'частоты ДЧ и триггер Те. Количество импульсов, подсчитанное счетчиком,

(3.4)

Тх

* В настоящее время освоен выпуск электронно-счетного частотомера на интег­ ральных схемах 43-36, по своим характеристикам заменяющего частотомеры ЧЗ-ЗА, 43-11, 43-12, 43-14, 43-22, 43-24, 43-28 и 43-32. Прибор позволяет измерять ча­ стоту (до 50 Мгц)хпериод, отношение частот, длительность и количество импульсов.

Наиболее целесообразно выбирать /ц= 1 сек. Тогда n = fx. Относительная погрешность квантования

откуда при заданной 6К минимальная измеряемая частота ограни­

чена значением

г _ 100 lx min — ТцОк >

т. е. данный способ применим для относительно высоких частот (верх­ няя частота ограничена максимальной частотой работы счетчика). Так, например, при ôK= 0,1 % и_*ц = 1 сек, fx min = 1000 гц. Увели-

Рис. 3.13. Структурная схема частотомера номи­ нальных значений

чение нежелательно, поэтому при низких частотах измерение лучше вести путем определения периода Тх, т. е. величины, обратной мгно­ венному значению частоты (см. § 3.3).

В общем случае погрешность при измерении частоты определяется суммой погрешности квантования и погрешности б* за счет нестабиль­ ности интервала

Последняя в современных частотомерах, как правило, невелика при использовании кварцевых генераторов импульсов и дискретных делителей частоты. При измерении низких частот без увеличения общего времени измерения в цифровых частотомерах широко приме­ няют входные умножители частоты. Для повышения точности изме­ рения существуют разнообразные способы оценки остаточного интер­ вала времени между последним регистрируемым импульсом и концом интервала *ц (см. § 3.3).

Если измеряемая частота изменяется в относительно небольших пределах, то при измерении низких частот можно использовать схемы частотомера номинальных значений или процентного частотомера [21. Оба частотомера обладают некоторой методической погрешностью,