книги / Цифровые измерительные преобразователи и приборы

Схема сравнения напряжений (рис. 2.46, о). Определим разре­ шающую способность s схемы, т. е. минимальное значение измеряемого сигнала, которое она может отметить, полагал заданными значения Rxt 7?к, Rc и ип и что в исходном состоянии схема полностью уравнове­ шена (Ех = Ек). Ток в измерительной цепи

(2.40)

т. е. зазисит от соотношения между Rx -f- RKи Rc и приблизительно равна порогу чувствительности иа сравнивающего устройства только при

R*-\- R\i>

Следовательно, в процессе уравновешивания входное сопротивле­ ние не будет постоянном. При Ек = 0

RBX.ii^Rii + Rc-

В момент окончания процесса уравновешивания значение /?вх наиболее важно, так как определяет входное сопротивление прибора и, следовательно, дополнительную (кроме, порога чувствительности) погрешность за счет Rx в момент отсчета. При этом-

где £ к тач — максимальное значение Ек в момент окончания уравно­ вешивания.

Подставляя эти соотношения в (2.41), получим выражение для входного сопротивления в момент отсчета

Из выражения (2.42) видно, что в процессе уравновешивания вход­ ное сопротивление ЦИП увеличивается по сравнению с RBX_„ прибли-

Из приведенных рассуждений можно также сделать вывод, что для уменьшения разрешающей способности и повышения входного сопро­ тивления ЦИП необходимо увеличивать Яс и уменьшать иа. При этом на результат измерения одновременно уменьшается влияние измене­

ния закорачивания Ех в схеме обязательно наличие достаточно боль­

В лучшем случае при Rx + R0 = RK и RK< Rc разрешающая способность схемы smm да 2и„, т. е. в два раза хунте, чем у схемы сравнения напряжений.

В процессе уравновешивания компенсирующая э. д. с. Ек увели­ чивается до момента компенсации, определяемого порогом чувстви­ тельности и„ сравнивающего устройства. Значение э. д. с. Ек тах,- соответствующее моменту компенсации, можно найти из условия:

Полученное выражение показывает, что погрешность измерения

вмомент компенсации равна разрешающей способности s схемы только

вслучае, если Rx + R0 = RK. Эта погрешность Ех — Ек тах при опре­ деленных соотношениях параметров может обращаться в нуль и стать

Естественно, что изменения Rx и RKв процессе уравновешивания будут вызывать изменение погрешности Д, поэтому в схеме сравнения токов всегда желательно выдерживать условия:

Rx + Ra<^RK= const;

соответствующим выбором сопротивлений R0 и #к практически при любом Rx можно обеспечить погрешность измерения, не превосходя­ щую теоретически минимальную, т. е. около 2 ullf

В общем случае для оценки влияния Rx на результат измерения используют понятие эквивалентного входного сопротивления изме­ рительного прибора (Rux). Применительно к схеме сравнения токов определить величину RBXнепосредственно нельзя, так как через источ­ ник Ех протекает дополнительный ток от £ к. Поэтому для оценки до­ полнительной (кроме Д0 при Rx = 0) погрешности, вносимой за счет наличия RXf удобнее использовать косвенный прием.

Если k = Е к 1 — коэффициент передачи схемы, то при измене-

Е.х

нии Rx на ДRx он изменится на —Л£ и будет справедливо равенство

k ЯЛ+ ДЯ.*+ ЯВх г

откуда, переходя к пределу, получим

Яп Rx. dRx

Здесь для исключения влияния погрешности А0 значение Е'к тах должно быть выбрано так, чтобы при Rx = 0 получилось Е'кшах = Ех. Из (2.44) легко составить необходимое выражение:

Тогда

■ %"-йте{‘ -[н-«-+ад^1й>+

По значению входного сопротивления в момент отсчета схема сравнения токов значительно хуже схемы сравнения напряжений.

Из формулы (2.45) следует, что при относительно малых Ех уве­ личение Rx приводит к увеличению эквивалентного входного сопро­ тивления из-за дополнительного падения напряжения на Rx за счет тока от £ к. Однако следует учитывать, что в соответствии с (2.44) в результате увеличения Rx одновременно растет погрешность Д, т. е. общая погрешность схемы при этом не уменьшается.

Входные схемы СУ с модуляцией

Модуляция может быть однополярной (однотактной) и двухполяр­ ной (двухтактной).

При однополярной модуляции измеряемый сигнал подключается

к входу усилителя в течение одного полупериода модуляции и всегда

содинаковой полярностью. Следова'гельно, частота модулированного сигнала равна частоте модуляции и для уменьшения влияния сетевых помех частота модуляции должна выбираться значительно больше, чем частота сети. Кроме того, при такой модуляции теряется информа­ ция об измеряемом сигнале за второй полупериод модуляции. В ка­ честве модулятора при этом можно применять обычный ключ.

Для двухполярной модуляции необходим модулятор типа пере­ ключателя. При этом используется и второй полупериод модуляции, в течение которого к входу усилителя измеряемый сигнал подклю­ чается с обратной полярностью. Преимущество в данном случае за­ ключается в том, что отсутствуют потери информации об измеряемом сигнале и более легко устраняется влияние сетевых помех, так как их частота после модуляции удваивается. Существенным недостатком схем с двухполярной модуляцией по сравнению со схемами однопо­ лярной модуляции является отсутствие общей точки соединения цепей измеряемого сигнала и усилителя.

Однополярная модуляция. Наиболее часто применяемые бестрансформаторные однополярные входные схемы показаны на рис. 2.47. Во всех случаях выходное напряжение Uy создается разностью токов заряда i3 и разряда /р конденсатора С. Схема рис. 2.47, а позволяет разделить цепи измеряемой Ех и компенсирующей ЕКэ. д. с. Схема рис. 2.47, в по сравнению со схемами рис. 2.47, ап б дает возможность получить меньший уровень наводок, так как в ней конденсатор С никогда не отключается полностью от земли. Однако в этой схеме обя­ зательно наличие добавочного сопротивления i?0 для предотвращения закорачивания цепи входного сигнала, т. е. ее коэффициент передачи, при прочих равных условиях, будет меньше. Разделительный конден­ сатор С между входом усилителя и модулятором предотвращает мо­ дуляцию сеточного тока, вызывающую дополнительные сдвиг нуля и другие погрешности.

Рассмотрим работу схемы рис. 2.47, а в установившемся режиме, полагая модулятор М идеальным, Ех > Ек и произведение CRy много большим периода коммутации модулятора Тю что позволяет считать

Рис. 2.47. Однополярные бестрансформаторные входные схемы

форму импульсов С/у близкой к прямоугольной. В установившемся режиме перезаряда конденсатора С

О0,5Тм

г; _Ех №сЧ~^оН~^у) ~Ь-^к (ftjc+flp+fly)

** + * E + 2 /? e + 2/?y

Амплитуда прямоугольного напряжения на выходе

откуда при необходимости можно определить действующее значение основной гармоники выходного напряжения

Для определения у ЦИП разрешающей способности s= (ЕХ — ЕК)К приравняем правую часть (2.48) порогу чувствительности ии уси­ лителя:

Следует отметить, что если Ек> Ех, то цепи заряда и разряда поменяются местами. Для того чтобы при этом не нарушалась сим­ метричность выходного напряжения, всегда желательно выполнение условия Rx = R1( = Rh При этом, как видно из равенства (2.47),

fl_ 2(Л + Лу)

P Д + 2Лу ;

p — оператор.

Подставляя выражение (2.56) в (2.54), получим для изображе­ ния действующего значения основной гармоники выходного сигнала

откуда окончательное выражение для передаточной функции вход­ ной цепи схем рис. 2.47, б ив:

Как уже указывалось, однополярные входные схемы даже при двухполупериодной демодуляции позволяют восстановить форму изме-

Рис. 2.48. Двухполярные бестрансформаторные входные схемы

няющегося входного сигнала только приближенно и при частоте мо­ дуляции, по крайней мере, на порядок большей частоты сигнала. Для схем рис. 2.47, б и б это объясняется полной потерей информации о сигнале в полупериоды замыкания модулятора на землю, а для схемы рис. 2.47, а потерей информаций о значении Ех в полупериод замыкания модулятора на Ек и о Ек в полупериод замыкания на Ех.

Двухполярная модуляция. Основные варианты бестрансформаторных двухполярных входных схем показаны на рис. 2.48, а и б. Для