книги / Электроника и микросхемотехника. Ч. 2 Электронные устройства промышленной автоматики

грузки из цепи конденсатора переходит в цепь диода. Напряжение на конденсаторе С фиксируется на уровне £/п, а тиристор VS2 запира­ ется. При следующем отпирании рабочего тиристора VS1 (момент времени Т„) процессы в схеме повторяются.

Расчет элементов коммутационного узла Lx и С схем ИРПН (рис. 6.19) можно выполнить исходя из паспортного значения времени вык­ лючения тиристоров <пыкл и условия, что

является близкое к нулю обратное напряжение на рабочем тиристоре на интервале запирания. Это приводит к увеличению реального вре­ мени выключения тиристора в 2...5 раз. С целью устранения этого не­ достатка последовательно'с обратным диодом можно включить дрос­ сель с индуктивностью меньшей, чем L1.

Схемы ИРПН с параллельной коммутацией не обеспечивают плав­ ного регулирования выходного напряжения (тока нагрузки) от нуля, так как нерегулируемая составляющая выходного напряжения и ми­ нимально допустимый ток нагрузки всегда больше нуля. Диапазон регулирования ограничен как сверху, так и снизу и зависит от час­ тоты коммутации. Таким образом, ИРПН с параллельной коммутацией применяются в тех случаях, когда не требуется широкого диапазона изменения выходного напряжения или тока.

В схемах с последовательной коммутацией импульс запирающего напряжения вводится последовательно в цепь, содержащую рабочий тиристор, нагрузку и источник питания. Это осуществляется введени­ ем дросселя в цепь рабочего тока (рис. 6.20) или обмотки трансформа­ тора и подачей на них импульса напряжения при перезаряде коммути­ рующего конденсатора. Контур перезаряда конденсатора на интерва­ ле коммутации отделен от цепи нагрузки запертым рабочим тиристором К 5/, и ток этой цепи не участвует в перезаряде конденсатора. Форма кривой выходного напряжения такая же, как и в ИРПН на транзисторах. Внешняя характеристика ИРПН с последовательной ком­ мутацией более жесткая, чем в ИР ПН с параллельной коммутацией.

В схеме на рис. 6.20 коммутиру­ ющий конденсатор С включен в ди­ агональ моста из тиристоров VS2...

VS5. Для запирания рабочего ти­

ристора VSJ коммутирующие ти­ ристоры отпираются попарно. Если полярность напряжения на конден­ саторе С такая, как указано на

рисунке (без скобок), то для запирания рабочего тиристора VS1 отпира­ ются коммутирующие тиристоры VS4, VS5 (при полярности, указан­ ной в скобках,— тиристоры KS2, VS3). Такой алгоритм переключе­ ния коммутирующих тиристоров исключает подготовительные переза­ ряды конденсатора и позволяет использовать оба периода перезаряда конденсатора для запирания рабочего тиристора. При отпирании ти­ ристоров VS4, VS5 (для полярности напряжения на конденсаторе, указанной в скобках,— тиристоров VS2, VS3) образуется контур пе­ резаряда конденсатора С — KS5 — £/„ — Ы — VS4 — С и к рабоче­ му тиристору VS1 через обратный диод VD прикладывается обратное напряжение V (0), равное напряжению на конденсаторе перед комму­ тацией, под действием которого он запирается. Ток дросселя Ы пере­ ходит из цепи рабочего тиристора в цепь конденсатора С, который перезаряжается до напряжения, превышающего первоначальное, так как при этом энергия в конденсаторе поступает от источника питания и от дросселя L1 (энергия в дросселе накопилась перед коммутацией за счет тока нагрузки, протекающего через Ы и VS1). При следующей коммутации конденсатор перезарядится еще до большего напряже­ ния и т. д., т. е. в схеме наблюдается эффект накопления энергии в кон­ денсаторе. Напряжение, до которого может заряжаться конденсатор, составляет U (0) = (5... 10) Un и более. Это может вызвать выход из строя элементов схемы. Для устранения данного недостатка в схему вводят цепь сброса энергии, показанную на рис. 6 . 2 0 пунктиром и со­ стоящую из дополнительной обмотки w2 дросселя Ы и диода VD1. При этом коэффициент трансформации птвыбирается больше единицы (на практике выбирают пт= w2lwx = 1,5...3, обратное напряжение на диоде VD при этом равно (5...8 ) Un, а напряжение на. конденсаторе U {0) = (1,33..Л,67) £/„)• Принцип работы этой цепи заключается в следующем. При отпирании тиристоров KS4, VS5 к первичной об­ мотке wt дросселя L1 прикладывается напряжение UL = Ьс — Un с полярностью, указанной на рисунке без скобок. Диод VD1 при этом заперт, так как к нему приложено обратное напряжение nTUL + Un, и не оказывает влияния на процессы в схеме. Конденсатор перезаряжа­

накопленной в дросселе L1 в цепь источника питания. Без учета ак­ тивного сопротивления и индуктивности рассеивания обмоток дрос­ селя такой переход можно считать мгновенным.

При спадении тока диода VD1 до нуля последний запирается, а на­ пряжение на конденсаторе С, достигнув значения (1 + nT) Un : пт, остается далее неизменным. Тиристоры VS4, VS5 запираются. Таким образом, напряжение на конденсаторе при перезарядах фиксируется все время на уровне V (0) = (1 + nT) U jn T (при учете активных со­ противлений и индуктивностей рассеивания обмоток дросселя это на­ пряжение несколько выше).

Время запирания тиристора VS1 определяется из выражения

= arctg в V & + х2 — 1 — X /<*>о. х К е 2 + и2 — 1-f- е

2 1 2

где

e = [i/(0) + UnVUn.

Реверсивные тиристорные ИРПН выполняются, как правило, по мостовой схеме с устройствами принудительной коммутации: парал­ лельными или последовательными. В тех случаях, когда необходимо получить широкий диапазон регулирования выходного напряжения при несимметричном или поочередном законе управления, применя­ ются ИРПН с последовательной коммутацией. При симметричном за­

Особенности схем управления ИРПН. Схемы управления ИРПН строятся по тому же принципу, что и СУ ЭР переменного напряжения с фазоимпульсным управлением. Их основным узлом является широт­ но-импульсный модулятор, полностью соответствующий и по назна­ чению, и по реализации фазосдвигающему устройству СУФ СУ ЭР переменного напряжения, преобразующий управляющий сигнал Х у в ширину импульса.

Схемы управления регуляторов на основе управляемых выпрями­ телей (рис. 6.7—6.9) реализуют вертикальный способ управления и имеют ту же структуру, что и СУ тиристорных ЭР с неполностью управляемым ИО, питающихся от однофазной и трехфазной сети (см. п. 3.4—3.6). Однако следует знать, что силовые тиристоры по условиям эксплуатации не допускают подачи сигналов управления на управляющий электрод при обратном напряжении на аноде тиристо­ ра, поэтому СУ ИРПН должна обеспечить строгое распределение им­ пульсов запуска тиристоров выпрямителя в соответствии с’алгоритмом их включения и знаком напряжения питающей сети. Эту задачу реша­ ет распределитель импульсов, управляемый синхроимпульсами st-, характеризующими знак напряжения каждой фазы питающей сети (встречно-параллельное включение тиристоров ИО допускает подачу импульсов запуска одновременно на оба тиристора без учета знака питающего напряжения, так как включившийся тиристор шунтирует второй тиристор и тем самым снимает указанные выше ограничения по условиям эксплуатации).

Схемы управления тиристорных ИРПН (рис. 6.19, 6.20) строятся по тем же схемам, что и СУ ЭР переменного напряжения с полностью управляемым ИО (см. п. 3.8). Основное их отличие заключается в том, что ИО ИРПН содержит только один рабочий тиристор и один узел его выключения, питающийся от источника постоянного напряжения, поэтому СУ не содержит распределителей сигналов управления и узла синхронизации ИО с питающей сетью. Синхроимпульсы Ts могут быть сформированы как отдельным задающим генератором, так и схемой синхронизации из сетевого напряжения.

Внереверсивных транзисторах ИРПН (рис. 6.14—6.16) схема управления также соответствует СУ ЭР переменного напряжения с полностью управляемым ИО, отличаясь только структурой формиро­ вателя импульсов включения силовых транзисторов.

ВСУ мостовой схемы ИРПН (рис. 6.17) используются два компара­ тора, один из которых работает на положительные значения управля­

ющего сигнала, второй — на отрицательные. Каждый из компарато­ ров управляет работой своей пары транзисторов. Ввиду того что сило­ вые транзисторы не имеют общей точки, формирователь импульсов управления СУ должен обеспечить гальваническую развязку (транс­ форматорную или оптоэлектронную), сигналов управления с выходов компараторов СУ и сигналов управления, поступающих на базы тран­ зисторов.

6.6.Сглаживающие фильтры

Для уменьшения пульсаций на выходе выпрямителей использу­ ются не чисто индуктивные или емкостные фильтры, а различные их комбинации. Наиболее часто используются LC-и #С-фильтры. Они мо­ гут быть однозвенными или двухзвенными. Возможно также примене­ ние комбинированных двухзвенных фильтров (одно звено LC-, а дру­ гое — ЯС-типа). Схемы наиболее распространенных фильтров пока­ заны на рис. 6.21 12, 5J.

Сглаживающие фильтры характеризуются коэффициентом q сгла­ живания, который можно представить как отношение пульсации на входе фильтра £/0i~ к амплитуде первой гармоники пульсации на выходе первого звена Uu~ или на выходе второго звена фильтра £/2i~:

q = £/oi~/£/u~ или q = U ^ J U ^ .

Фильтры типа LC имеют лучшие характеристики, чем /?С-филь- тры, однако в них возможны резонансные явления, характерные для LC-схем. Во избежание этих явлений рекомендуется выбирать для однозвенного фильтра q > 3.

Коэффициент сглаживания LC фильтров определяется из выраже­

Для двухзвенного фильтра

Я= <7I?2.

где ft и q2 — коэффициенты сглаживания первого и второго звеньев фильтра. Если Lx = L2 = L и Сх = С2 = С, то необходимое произве-

244

Рис. G.21

дение LC для одного звена:

LC =

Двухзвенные LC-фильтры применяются, когда q > 16, так как при этом произведение суммарной индуктивности дросселей на суммарную емкость конденсаторов двухзвенного фильтра будет меньше произве­ дения LC однозвенного фильтра, имеющего такой же коэффициент сглаживания.

Для увеличения коэффициента сглаживания дроссели фильтра выполняют с дополнительной (компенсационной) обмоткой о»к, вклю­ ченной встречно с основной ш0Сц (рис. 6.21, ё). При этом переменные составляющие пульсаций формируют в общем железе потоки, направ­ ленные навстречу друг другу и тем самым частично взаимно компенси­ руются. Это позволяет в 2...4 раза увеличить коэффициент сгла­ живания.

Число витков компенсационной обмотки должно быть равно

Дроссель с компенсационной обмоткой рекомендуется применять во втором звене двухзвенного фильтра.

Основным недостатком таких дросселей является влияние величи­ ны и характера нагрузки выпрямителя на сглаживающее действие фильтра, так как с их изменением из-за сдвига фаз и изменения соот­ ношения токов, протекающих в основной и компенсационной обмот­ ках дросселя, компенсация переменных токов ухудшается.

Фильтры типа RC. Применяются при малых значениях токов (до 10... 15 мА), Коэффициент сглаживания этого фильтра определя­

ренним сопротивлением источника, поэтому должно быть существен­

но меньше сопротивления нагрузки. Оно определяется по падению на­ пряжения Д£/ф на фильтре: = Д£/ф/£н.

Коэффициент сглаживания двухзвенного фильтра, как и LC-фильтра,

q =

245

Если для первого и второго звеньев R$\ = Rфг и Сх = С2, то

R^iCx = R&C2 = 2^Jc .

Электронные сглаживающие фильтры. Индуктивно-емкостные филь­ тры просты и надежны в эксплуатации, однако их масса и габаритные размеры могут существенно сказываться на общей массе и габаритных размерах всего устройства. Это объясняется тем, что габаритные раз­ меры дросселя фильтра с ростом тока нагрузки резко возрастают. При этом в результате насыщения сердечника дросселя постоянной

питающую электронную аппаратуру.также оказывают магнитные по­ ля рассеяния дросселя.

Электронные фильтры не содержат сглаживающих дросселей, поэтому не имеют перечисленных недостатков. Вместо дросселя в этих фильтрах используют транзисторы, вольт-амперная коллекторная ха­ рактеристика которых по форме подобна кривой намагничивания фер­ ромагнитного сердечника дросселя.

Электронные фильтры применяют при токах нагрузки до несколь­ ких ампер и напряжениях, определяемых десятками вольт. Различа­ ют электронные фильтры с нагрузкой, включенной последовательно с транзистором в цепь его коллектора либо эмиттера или параллельно транзистору.

Типовая схема электронного фильтра с последовательным включе­ нием нагрузки в коллектор транзистора показана на рис. 6.22, а. Уменьшение пульсаций напряжения на коллекторе транзистора этой схемы и передача э. д. с. в коллекторную цепь достигается введением

ослабляет переменную составляющую на входе транзистора. В этой схеме необходимое напряжение смещения на базе, обеспечивающее работу транзистора в активном режиме, задается постоянной состав­ ляющей выходного выпрямленного напряжения через сопротивление RB. Это напряжение не зависит от режима работы коллекторной цепи, поэтому данный фильтр называют схемой с фиксированным смещением. Недостатками этого фильтра являются узкий диапазон рабочих тем­ ператур (порядка + Ю...+20 °С) и необходимость индивидуальной настройки при замене транзистора. От этих недостатков свободна схе­ ма фильтра с автоматическим смещением напряжения на базе тран­ зистора (рис. 6.22, б), которое автоматически изменяется при измене­ нии режима работы коллекторной цепи. Однако коэффициент сглажи­ вания данной схемы почти в два раза меньше, чем схемы с фиксирован­ ным смещением напряжения. Фильтры с нагрузкой в коллекторной цепи транзистора применяют при малых токах, когда сопротивление нагрузки значительно больше выходного сопротивления фильтра.

Выходное сопротивление фильтра при включении нагрузки в эмиттерную цепь транзистора (рис. 6.22, в) существенно меньше, чем в пер­ вых двух случаях. При этом коэффициент усиления по напряжению

246

Рис. 6.22

практически равен единице, поэтому в такой схеме нет необходимости ослаблять действие э. д. с. в коллекторной цепи, вносимой эмиттерным током. В данной схеме имеет место автоматическое смещение постоян­ ной составляющей напряжения, подаваемого на базу транзистора. Поэтому фильтр может устойчиво работать при изменении температу­ ры окружающей среды. Схема не требует настройки при замене тран­ зистора. Коэффициент сглаживания фильтра с эмиттерной нагрузкой ниже, чем у фильтра с нагрузкой в коллекторной цепи, однако его можно увеличить либо путем повышения коэффициента сглаживания фильтра в базовой цепи транзистора, либо за счет увеличения коэффи­ циента усиления транзистора, или включением второго звена такого же активного фильтра.

Схема фильтра с параллельным подключением транзистора приве­ дена на рис. 6.22, г. Автоматическое смещение постоянного напряже­ ния на базе транзистора осуществляется с помощью резистора /?BI. Переменная составляющая протекает через базу транзистора и цепоч­ ку Сб. Усиливаясь, эта переменная составляющая вызывает па­ дение напряжения на резисторе R, которое находится в противофазе с входным переменным напряжением и приводит к его ослаблению.

Выходное сопротивление этой схемы приблизительно равно R, поэтому она применяется в выпрямителях небольшой мощности и с нагрузкой, изменяющейся в малых пределах.

6.7.Стабилизаторы напряжения

Стабилизаторами напряжения называются устройства, включае­ мые в канал передачи энергии (рис. 6.1) с целью уменьшения относи­ тельных изменений выходного напряжения при воздействии различ­ ных дестабилизирующих факторов.- Основными такими факторами являются колебания питающего напряжения £/„, изменение сопротив­ ления нагрузки /?,„ колебания температуры окружающей среды и из­ менение параметров элементов стабилизатора.

Различают два основных принципа действия стабилизаторов: па­ раметрический и компенсационный. Иногда эти два принципа комби­ нируют.

247

При параметрическом принципе стабилизации дестабилизирующий фактор непосредственно действует на параметр нелинейного или уп­ равляемого элемента, что автоматически в значительной степени ос­ лабляет воздействие дестабилизирующей величины. В таких стабили­ заторах используют нелинейные активные (стабилитроны, бареттеры, термисторы) и реактивные (дроссели насыщения) сопротивления. У пе­ речисленных элементов есть параметр, значение которого зависит от тока или напряжения, причем на определенном участке вольт-ампер- ной характеристики параметрических стабилизаторов при изменении входного параметра в заданных пределах выходной параметр практичес­ ки не изменяется.

Компенсационный принцип стабилизации предусматривает сравне­ ние стабилизируемой величины с какой-либо эталонной (опорной). Разностные ток и напряжение, полученные в результате этого сравне­ ния, оказывают автоматическое влияние на один из элементов схемы стабилизатора, в значительной степени уменьшающих действие деста­ билизирующих факторов. Этот элемент называется регулирующим или силовым (РЭ).

Таким образом, в компенсационных стабилизаторах непременно имеется отрицательная обратная связь с выхода на одно из звеньев системы, что превращает его в замкнутую систему автоматического регулирования.

Регулирующий элемент (транзистор, тиристор) может работать в непрерывном (линейном, аналоговом) или импульсном (ключевом) режиме. По этому признаку стабилизаторы делятся на компенсацион­ ные непрерывные и компенсационные импульсные.

В зависимости от того, какой параметр стабилизируется, различа­ ют стабилизаторы напряжения и тока. В устройствах электропитания электронной аппаратуры преимущественно применяются стабилиза­ торы напряжения.

Стабилизаторы напряжения характеризуются следующими основ­ ными параметрами:

номинальными входным Un и выходным U„ напряжениями;

пряжения от номинального значения; коэффициентом стабилизации /Сет, который показывает, во сколько

раз улучшается стабильность выходного напряжения по сравнению со стабильностью входного питающего напряжения (определить К„ можно путем деления относительного изменения питающего напряже­ ния h U jU n на относительную нестабильность выходного напряжения Un при неизменном токе нагрузки, т. е.

ШпШп

/С т = AUJUn

где MJn — абсолютное изменение питающего напряжения); выходным сопротивлением стабилизатора /?„ых, которое опреде-

248

Рис. 0 .23

ляется как отношение приращения напряжения на выходе стабили­ затора, к вызвавшему его изменению тока нагрузки Д /н, т. е.

^?пых = AU|,/Д/„;

пульсациями выходного напряжения, которые оцениваются так же, как и для сглаживающих фильтров;

температурным коэффициентом (ТКН) 0, который характеризует степень стабильности выходного напряжения при изменениях темпе­ ратуры;

коэффициентом полезного действия, который определяется как от­ ношение мощности на выходе и входе стабилизатора.

Параметрические стабилизаторы напряжения. Применяются для питания маломощной электронной аппаратуры и в качестве источни­ ков опорного напряжения (ИОН) в компенсационных стабилизаторах напряжения и тока. В качестве основного элемента с нелинейной вольтамперной характеристикой используются кремниевые стабили­ троны.

В основной схеме однокаскадного параметрического стабилизато­ ра напряжения (ПСН) (рис. 6.23, а) при изменении входного напряже­ ния Un на ± AUn ток через стабилитрон VD изменяется на Д /ст» что приводит к незначительным изменениям напряжения на стабилитро­ не (на ±Д£/Н), а следовательно, и на нагрузке. Значение ALTH зави­ сит от А(УП, сопротивления ограничивающего резистора R0 и диффе­ ренциального сопротивления стабилитрона гст = диСт/д1сг. Коэффи­

Внутреннее сопротивление стабилизатора определяется в ос­ новном дифференциальным сопротивлением стабилитрона.

Знак ТКН стабилитрона зависит от величины напряжения стаби­ лизации. При обратном включении ТКН стабилитрона (например, Д814А) отрицателен, если обратное напряжение превышает величину 5,5 В. При прямом включении ТКН положителен. Разные знаки ТКН дают возможность, соединяя последовательно и встречно несколько различных по типу стабилитронов, осуществлять температурную

249

компенсацию их напряжений. Однако при этом возрастает выходное сопротивление ПСН из-за дифференциальных сопротивлений термоком­ пенсирующих диодов в прямом направлении, которое зависит от вы­ бранного типа диода и режима его работы. Необходимо отметить, что термокомпенсированный ПСН имеет повышенное значение гст и пони­

(рис. 6.23 б, в, а).

Предварительная стабилизация напряжения в двухкаскадном ПСН (рис. 6.23, б) осуществляется с помощью элементов R ou VD1 и VD2 и позволяет получить достаточно высокий коэффициент стабилизации выходного напряжения

где /Сеть /Сст2 — коэффициенты стабилизации первого и второго кас­ кадов; гСТ1 — Готз — дифференциальные сопротивления стабилитро­

Температурная нестабильность выходного напряжения и выход­ ное сопротивление двухкаскадного ПСН такие же, как в схеме одно­

адля схемы рис. 6.23, г:

К~ ________ Ун__________

В мостовых параметрических стабилизаторах теоретически коэф­ фициент стабилизации может быть бесконечно большим, если выбрать

Температурная нестабильность мостовых схем зависит от ТКН ста­ билитронов, а для схемы на рис. 6.23, в еще от ТКН резисторов R1 и R2, ее можно уменьшить соответствующим подбором стабилитронов и сопротивлений. Особенностью схемы рцс. 6.23, г является возмож­ ность получения низких выходных напряжений с небольшой темпера­ турной нестабильностью за счет применения стабилитронов с мало* отличающимися ТКН.

250