книги / Электронные усилители
..pdfРио. 8.1
•тражающая зависимость изменения напряжения на контуре Uк •т частоты, имеет такой же характер. Следовательно, коэффициент усиления резонансного усилителя максимален при совпадении час тоты усиливаемого сигнала © с резонансной частотой колебатель
ного контура ш0= 1/J/IC |
Его значение определяется по фор |
||
муле |
/»а1 э|£к| |
(8 .9 ) |
|
Ки- |
|||
Л ц 9 |
|
||
или с учетом равенств (8.6) и (8-?)
J( |
_______^21ЭРQ_______ |
( 8. 10) |
|
U |
Лиэ ]A 1-|-[Q(2ACO/CO0)]2 ’ |
||
|
где Kt/.= htl ?-—- = SRKo — коэффициент усиления на резонансной
л 11Э
частоте, когда Асо = Ф; S — крутизна сквозной характеристики тран зистора.
К основным показателям резонансного усилителя относится 'из бирательность, количественно отражающая превышение усиления на резонансной частоте по сравнению с усилением на некоторой частоте помехи (обычно на крайних частотах полосы пропускания):
« \ = У 1-И<2(2Ди>/ш0)]2 (8.11)
Повышение избирательности при заданной частоте, каю видно из формулы (8.11), связано с необходимостью увеличения добротнос ти контура.
Кроме трансформаторной, в резонансных усилителях широко применяется автотрансформаторная связь между каскадами (рис. 8.2). В приведенной на рис. 8.2 схеме колебательный контур LC частично включен в коллекторную цепь транзистора VT1 и базо вую цепь транзистора VT2 . Это сделано для уменьшения шунтирую щею влияния выходного сопротивления R B U X V T S и выходной емкос ти С BUX.VTI транзистора VT1 и входного сопротивления RB*VT2 и входной емкости CB*vr2 транзистора VT2 на колебательный кон тур, а также для согласования входного и выходного сопротивления транзистора с контуром.
На рис. 8.3 приведены эквивалентные схемы этого резонансно го усилителя.
На эквивалентной схеме транзистор VT1 заменен генератором тока SU6 9 1 —SU вх и выходным сопротивлением #„ых(рис. 8.3, б). При расчете усилителя с автотрансформаторным включением кон тура определяется коэффициент включения контура р, который представляет собой отношение числа витков, подключаемых к со ответствующей цепи схемы, к общему числу витков индуктивности контура.
Коэффициент включения контура р\ со стороны коллектора тран зистора VT1
где L — индуктивность колебательного контура; L\ — часть ин дуктивности контура L, включенного в цепь коллекторной нагрузки транзистора VT1.
Коэффициент включения контура рг со стороны базы транзисто ра VT2
L*
Р ,= L 5
где U — часть индуктивности контура L, включенной в цепь базы транзистора VT2.
Полная емкость контура определяется суммой:
Cn~C-{-pi CauxVTl^rplCaxVT2 )
где С — емкость колебательного контура.
Добротность контура Q„ с учетом потерь, вносимых в него со противлениями R BXVT3 и R выхуг/ , определяется по формуле
|
о = |
- 9 |
- р |
J_ |
|
4,1 |
R+ r,+ rt |
R„ |
dH ’ |
где Pi= |
PlP3 |
|
|
|
-------- — активные потери, вносимые в контур выходным |
||||
” выхУ77
сопротивлением транзистора VT1;
PiP2
гг— —г— — активные потери, вносимые в контур входным
R BXVT2
сопротивлением R BXVTз >с учетом сопротивления делителя R3, R4;
d H — затухание эквивалентного контура: |
|
|
|
dH— R I r2 |
+ p i RвxV7\2 ■Pi Чыхуг; |
5 |
( 8. 12) |
p ^ P т |
|
||
где d K — затухание колебательного контура.
Источник тока SUBX, заменяющий в эквивалентной схеме тран зистор (рис. 8.3, а), подключенный автотрансформаторно к конту ру, можно заменить эквивалентным источником тока S pi UBX , пол ностью подключенным к контуру. Тогда эквивалентная схема при мет'вид (рис. 8.3, б). Напряжение на контуре UK определяется произведением тока /„ на полное сопротивление контура Z3 :
UK—piSUB%Z9= I KZg.
Напряжение на выходе каскада усиления Uвых составляет часть напряжения на контуре, пропорциональную коэффициенту вклю чения контура: и в,лх= р 2р ^ и вх^ в.
Коэффициент усиления по напряжению
Ku = J ± £ L = p 1 p2SZ9.
и ъх
При резонансе, так как сопротивление колебательного контура на резонансной частоте R K0 = pQH. коэффициент усиления
K u ^P iP iS t- |
(8.13) |
Полоса пропускания усилителя связана с затуханием контура вы
ражением 2Дсо= (Оо^н .
Таким образом, с увеличением частоты настройки контура уве личиваются вносимые в контур потери Т\ и г2 в результате уменьше ния входного сопротивления транзистора VT2 и выходного сопро тивления транзистора VT1. Затухание эквивалентного контура dH также увеличится. Это, в свою очередь, приводит к увеличению полосы пропускания усилителя.
При расчете усилителя значение затухания d„ , полученное на самой низкой рабочей частоте диапазона, должно обеспечить за данную полосу пропускания всего усилителя, так как на остальных частотах диапазона полоса пропускания будет не меньше задан ной. Однако, если выбрать значение затухания dH очень малым, то придется выбирать слишком малые значения коэффициентов включения контура р\ и рь а это нриведет к уменьшению коэффи циента усиления.
При расчете избирательного усилителя с автотрансформаторным включени ем контура необходимо знать крутизну сквозной характеристики выб ранного транзистора S. При этом возникают определенные трудности, так как
значение S обычно в справочниках не приводится. Поскольку при включеник транзистора по схеме с ОЭ S = А/,/Л(Убэ, то крутизну можно определить графи
ческим путем по характеристикам выбранного транзистора или рассчитать ее значение по формуле
S = - ^
Л 11Э
В тех случаях, когда в справочнике приведены значения Л2I» и Ли б, значение
крутизны можно рассчитать по формуле
О______^21Э____
Необходимо иметь в виду, что с увеличением частоты крутизна характеристики транзистора уменьшается. Поэтому с учетом значения максимальной частоты faux диапазона усилителя окончательное расчетное значение крутизны опреде ляется по формуле
s |
V |
* |
рас" |
1+ (Лпк/frp) |
где />Р — граничная частота коэффициента передачи тока транзистора в схеме е ОС.
Определим влияние коэффициентов включения Pi и р2 на усили тельные свойства каскада.
Поскольку от коэффициента включения pi зависит только уси ление, то его целесообразно выбрать возможно большим. Поэтому часто используется непосредственное подключение контура к вы ходу усилителя, при котором pi = 1. Меньшее значение коэффициен та включения pi иногда используется для уменьшения влияния вы ходной емкости на настройку контура.
Так как R 'вуУТЗ *С/?выхкг/ , |
то эквивалентное затухание конту |
ра на основании формулы (8.12) определяется: |
|
б^экв—dii ~\~р2 — |
(8.14) |
RbxVT2 |
|
Поскольку избирательные свойства контура определяются суммар ной величиной потерь, то как затухание, так и полоса пропускания контура зависят от величины связи р2 со входом последующего каскада усиления.
При непосредственном подключении контура к выходу (pi = l) определим необходимое для получения заданной полосы пропуска ния значение р2 из выражения (8.14)
р ,= ] / |
к ,- dK)= \ |
f |
Г |
] |
(8.16) |
У |
9 |
V |
Яэкв L <*вкв |
J |
|
тогда коэффициент усиления каскада на резонансной частоте |
|
||||
|
Ku.=SRaKBRB x V T 2 |
|
a§KB |
|
(8.16) |
|
|
|
|
|
|
В формулах (8.15) и (8.16) отношение
У]
^экв
представляет собой КПД колебательного контура, выполняющего роль элемента связи между каскадами.
В узкополосных усилителях, особенно в диапазоне коротких волн, получающаяся полоса пропускания часто оказывается шире необходимой. Поэтому для увеличения избирательности затухание
d3Kв делают возможно меньшим. Но при этом значительно умень шается КПД колебательного контура. Практически рекомендуется при расчетах выбирать значение эквивалентного затухания контура
^экв^ 1 >25 Следует отметить, что использование колебательного контура с
большим характеристическим сопротивлением р обеспечивает уве личение эквивалентного резонансного сопротивления R кв и со ответствующее возрастание усиления каскада.
В' схеме с емкостной связью контура со входом последующего
каскада (рис. 8.4) |
коэффициент включения р2 определяется соот |
ношением |
(0 *СаИвхУТ'’ |
_ |
V 1+[со,(С, + С ,+ С ,х) -RbiVT2]*
В узкополосных усилителях выполняется условие
<»o(C3 + C A+ C MX)RBxVT2 p l ,
при котором выражение (8.17) упрощается и приближенно пред ставляется в виде
_ ^ _____
Значение емкости С+ рассчитывается по формуле
-----;------ 1/ |
1 |
- С вх. |
®оRpxVT2 ' |
[2®#63/?BJyj.2/(rf3KB— 4 К)) |
1 |
В микросхемном исполнении при построении схем избиратель ных усилителей резонансный контур используется в качестве на грузки. Он не входит в состав серийно выпускаемых микросхем и подключается к ним извне. Хотя для построения избирательных усилителей можно использовать большое количество разнообраз ных типов интегральных микросхем, наиболее подходящими для этой цели являются каскодные усилители (например, микросхемы К2УС2413, К2УС247, К219УВ1, К228УВЗ) или дифференциальнокасюдные (например, К224УС6, К228УВ2, К235УВ1).
Каскодное соединение транзисторов обеспечивает значительное осла<" leniie паразитной обратной связи через проходную емкость. Достоинством каскодных схем является также высокое выходное сопротивление, что позволяет «делать более сильную связь резо нансного контура с выходом усилителя.
На рис. 8.5 показана электрическая принципиальная схема вы сокочастотного резонансного усилителя на основе микросхемы К224УС6, которая представляет собой сочетание дифференциально го усилителя VT1 и VT3 и каскодного усилителя ОЭ—ОБ. Диффе ренциальный усилитель собран на транзисторах. Каскодную пару в дифференциальном усилителе образуют транзисторы VT1 и VT2. Внешние выводы 7 и 3 обычно соединяют для заземления базы тран зистора VT1 через конденсатор С5 по переменному току. Так как емкости конденсаторов микросхемы небольшие, то при необходи мости использовать усилитель для работы на более низких часто-
тах заземление базы можно осуществить, соединяя вывод 8 через дополнительный конденсатор большой емкости С2 с корпусом (вы вод 3). С этой же целью усиливаемый сигнал можно подавать на вход каскада с ОЭ (транзистор VT2 ) не через конденсатор Сб, а через дополнительный конденсатор большой емкости С1 (вывод 2 ). Иепь Rl, С4 (для более низких частот также СЗ) является фильтром коллекторного питания. Резисторный делитель R2 , R3 определяет положение рабочей точки транзисторов VT1, VT2 . Тран-
зистор VT3 используется для автоматической регулировки усиле ния. Изменяя значение тока, протекающего через транзистор VT3, с помощью внешнего источника напряжения Uper стабилизируют значение тока транзистора VT2. Таким образом, усиление регули руется перераспределением рабочего тока между плечами диффе ренциальной пары VTl, VT3. Для устранения взаимного влияния цепей сигнала и управления резонансный контур включен в цепь коллектора транзистора VT1 (одного плеча), а регулирующее на пряжение подается на базу VT3 (второго плеча). Диапазон рабо чих частот рассмотренной схемы 30... 45 МГц.
Усилители с частотно-зависимой обратной связью. Резонансные и полосовые усилители эффективно применяются на частотах по рядка единиц килогерц и выше. На более низких частотах приме нение LC-контуров нецелесообразно, так как из-за больших раз меров индуктивности контур становится громоздким. С увеличени ем номинальных значений L и С ухудшаются не только технические (добротность, избирательность), но и эксплуатационные (масса, габаритные размеры, стоимость) показатели избирательных усили телей. Поэтому на низких частотах избирательные усилители стро ят с использованием частотно-избирательных фильтров типа RC в цепи отрицательной обратной связи.
'Схема простейшего ЛС-фильтра избирательного усилителя и его резонансная характеристика приведены на рис. 8.6, а, б.
Элементы Rl, С1 ослабляют низшие частоты, а элементы R2 , С2 — высшие. Поэтому коэффициент передачи K = U Bbli / U BX име ет максимальное значение на одной частоте ©о, а на частотах, бо льших или меньших ©о, коэффициент передачи сигнала со входа на выход резко уменьшается. Частота ©о, на которой коэффициент передачи имеет максимальное значение, определяется:
шо—1(V
Более совершенным является фильтр, состоящий из двух Т-образ ных ЯС-цепочек (рис. 8.7, а). Т-образные цепочки в этом фильтре состоят из таких элементов: первый — из конденсаторов С1 , С2-и резистора R3; второй — из резисторов R l, R 2 и конденсатора СЗ. Напряжение на выходе каждой из указанных Т-образных цепочек сдвинуто по фазе относительно входного напряжения. При этом напряжение на выходе первой Т-образной цепочки опережает на пряжение на выходе второй Т-образной цепочки, а напряжение на выходе второй Т-образной цепочки отстает от входного напряже ния. Это обстоятельство позволяет при параллельном соединении двух Т-образных ЯС-цепочек получить на выходе на определенной частоте при соответствующих соотношениях значений элементов RC равные по амплитуде, но противоположные по фазе напряжения. При этом результирующее напряжение на выходе двойного Т-об- разного фильтра равно нулю. На рис. 8.7, б приведена частотная характеристика такого фильтра. Эти фильтры широко применя ются в избирательных /?С-усилителях. Схема такого усилителя
Ршс. 8.7
приведена на рис. 8.8, а. Т-образный фильтр включается в цепь отрицательной обратной связи. На резонансной частоте <■)• фильтр вносит максимальное затухание в сигнал, проходящий с выхода на вход усилителя. Поэтому глубина отрицательной обратной связи практически равна нулю и усиление сигнала оказывается макси мальным. На частотах, отличающихся от резонансной, затухание, вносимое фильтром, уменьшается. При этом увеличивается ООС и соответственно уменьшается усиление сигнала.
Частотная характеристика такого усилителя (рис. 8.8, б) ана логична резонансной характеристике колебательного контура. Для того чтобы исключить влияние малого внутреннего сопротивления источника входного напряжения на Т-образный фильтр, между входом усилителя и фильтром включают развязывающий резистор R4, сопротивление которого составляет 1... 2 МОм. Конденсатор
С4 — разделительный. Остальные элементы схемы имеют то же на
значение, что и в резисторном каскаде усиления. |
такого |
Определим коэффициент усиления и избирательность |
|
усилителя. |
|
Коэффициент передачи двойного Т-образного фильтра |
|
P— «Л.Х _ (R1+Z3 ){R3 + Z1 )(Ri +Z2 )+^1R3 (Ri-\-Z3 )+R1Z3 (Z1 +Z3) |
' |
где Zi = l//coCi; Z2= l/y’coCj; Z3= 1//<вСз.
Приравнивая вещественную и мнимую части числителя в уравне нии (8.18) к нулю, получим, соответственно, два уравнения:
- « .= ( 1/“СГ,)(1/в>СжН-1/«С.); |
(8.19) |
Я з ( Я х + Я г) = 1 у с , с и |
( 8 . 2 0 ) |
или после деления уравнения (8.19) на (8.20) |
|
а д / [ е д х + Я 2)]=(Сх+Са)/С3= 1 /аа |
(8.21) |
получим условие наибольшей избирательности двойного Т-образ ного фильтра при ро= 0, т. е. а= 1.
При этом Rz=RrR2/(RI +R2 ) и C3= C I + C2. Так как при балансе
моста р = ро = 0, то квазирезонансная частота |
©о, соответствующая |
||
этому условию, определяется соотношением |
|
||
^0-- |
1 |
|
(8.22) |
г1 |
|
||
|
VRv Ri-Cv Ci |
|
|
Если /?, = Я2 = 2/?з и С1= С2= 0,5 Сз, то |
|
||
^ R1R1 |
R2P1 |
RsC$ |
(8.23) |
|
|||