книги / Оптимальные методы передачи сигналов по линиям радиосвязи
..pdfБелый шум обладает равномерным частотным спектром. Обо значая энергетический спектр (спектр мощности) через g m (/), имеем:
для интервала частот 0-j-/e
г«(Л = г1в- . вне этого интервала
§шif) = 0. |
(2.5) |
Нормированная функция корреляции шума может быть пред ставлена формулой
рСО = Utu (0 иш if “ Ь ^ |
(2.6) |
<4(0 |
|
Как известно, нормированная функция корреляции связана с энергетическим спектром соотношением (см., например, [3])
ОО |
|
Р ( т ) =- =4—" f Suiif)c o s 2 K df/ .x |
(2.7) |
<4(0 J
Учитывая соотношение (2.5), ф-лу (2.7) можно переписать в сле дующем виде:
pW = J - r ’ cos2vr/x df = |
sln„2f f - |
(2.8) |
£e J |
Le u |
|
График функции р(т) представлен на рис. 2.3.
Рисунок 2.3 показывает, что между моментами времени, отделён ными интервалами Дт, что соответствует интервалам между опре деляющими ординатами, корреляция обращается в нуль. Это по-
— 21 —
-зволяет считать, что между смежными определяющими ординатами корреляция отсутствует. На основании известной теоремы теории вероятностей в этих условиях вероятность совместного события dw [ф-ла 2.4] равна произведению вероятностей независимых со бытий. Учитывая это обстоятельство, для вероятности одновремен
ного попадания определяющих ординат |
в заштрихованную на |
||
рис. 2.2 область, получим |
|
|
|
Wш |
1 |
(2.9) |
|
( V b T Z Y |
|||
|
|
Нетрудно показать [4], что сумму квадратов определяющих ор динат, входящих в показатель степени ф-лы (2.9), можно заменить интегралом с помощью соотношения
|
|
(2.10) |
Подставляя это |
значение в ф-лу (2.9), можно переписать её в |
|
виде |
|
|
|
i |
(2Л1) |
|
|
|
где через Р ш0= —^ |
обозначена удельная мощность шумов. |
|
/в |
(2.11) требует некоторых пояснений. Интеграл |
|
Полученная ф-ла |
представляет собой энергию, выделенную за время Т в единичной нагрузке, т. е. Р ШТ. Формула (2.11), в частности, показывает, что наибольшей вероятностью будет обладать та реализация случай ного процесса, при которой все ишК равны нулю. Чем больше от счёты (определяющие ординаты), тем меньше вероятность возник новения такой реализации.
■2.Z. ПРЕДСТАВЛЕНИЕ НОРМАЛЬНОГО БЕЛОГО ШУМА В ВИДЕ КОЛЕБАНИЯ СО СЛУЧАЙНОЙ АМПЛИТУДОЙ И ФАЗОЙ
При рассмотрении процессов приёма радиосигналов, находящих ся под воздействием белого шума, необходимо учитывать то об стоятельство, что все современные приёмные устройства, независи
— 22 —
мо от диапазона, в котором они работают, обладают довольно вы сокой частотной избирательностью. Выделение сигнала происходит в сравнительно узкой полосе частот. Это обычно та полоса, которой обладает усилитель промежуточной частоты радиоприёмного уст ройства.
В этих условиях создаваемый шумами флуктуационный про цесс, с точки зрения воздействия шумов на принимаемые сигналы, удобно рассматривать в виде некоторого эквивалентного колеба ния со случайными амплитудой и фазой, частота которого соответ ствует центральной частоте полосы пропускания. Такой подход по зволит более просто учесть взаимодействие сигнала и помехи, пред ставляя те и другие векторами и рассматривая значение результи рующего вектора.
Как показывается в [5], при подобном подходе к шумам флуктуационного происхождения напряжение помехи может быть пред ставлено в виде вектора длины
M = V U r T W t |
(2.12) |
где |
|
U=M cos0, |
(2.13) |
F = M sin0 |
(2.14) |
— проекции вектора М на произвольные, взаимно-перпендикуляр ные направления.
Проекции U и V подчиняются нормальному распределению
и*
W(U) = — J = - e 2", |
(2.15) |
а у 2ъ |
|
где а2=Р'и — средняя мощность помехи, а длина вектора М подчи няется рэлеевскому распределению
м« |
|
Ц7(М )=^-е 2=' . |
(2.16) |
Фаза Ф характеризуется равномерным распределением |
|
w т = г - . |
(2.17) |
271 |
|
Г Л А В А 3.
ТЕЛЕГРАФНАЯ РАДИОСВЯЗЬ ПРИ ОТСУТСТВИИ ЗАМИРАНИИ В ПРОЦЕССЕ РАСПРОСТРАНЕНИЯ
3.1.МЕТОДЫ ТЕЛЕГРАФНОЙ р а д и о с в я з и
Всовременной технике телеграфной радиосвязи находят при менение амплитудная, частотная и фазовая манипуляция, или, как
иногда говорят и по отношению к телеграфии, — модуляция. Приём сигналов может осуществляться как с помощью обычно
го детектирования (или детектирования по огибающей), так и в режиме синхронного детектирования, называемого иначе когерент ным приёмом сигналов.
Сигналы можно передавать при использовании методов уплот нения по частоте и по времени. Примером первого метода может служить система ДЧТ, а также применяемое, главным образом, в проводной связи уплотнение телефонного канала каналами тональ ного телеграфа; примером второго — девятикратная система Бодо для радиоканалов.
При передаче телеграфных сигналов в диапазоне кв необходи мо считаться с тем фактом, что уровень принимаемого сигнала под действием замираний подвергается непрерывным флуктуациям. Это несомненно отрицательно влияет на степень надёжности рабо ты канала связи.
Анализ различных методов передачи телеграфных сигналов оп ределяет надёжность работы телеграфного канала с разными зна чениями отношения сигнал/шум (с/ш), понимая под этим зависи мость ожидаемого числа ошибочно принятых сигналов от отноше ния с/ш. При этом предполагается, что: а) телеграфная связь осу ществляется с помощью стандартных старт-стопных буквопечатаю щих аппаратов, использующих 7,5-значный телеграфный код, и б) за длительный срок работы канала связи вероятность передачи «посылок» (п) примерно равна вероятности передачи «пауз» — от
сутствию посылок (о). |
|
английского текста |
Как показал расчёт, выполненный для |
||
([7], стр. 24) относительное число |
«посылок» |
составляет 40%, а |
«пауз» — 60%. Для русского текста |
([6], ч. 1) |
эти цифры соответ |
ственно составляют 42 и 58%. Заметим, что в первом случае не учи тывались пробелы между словами и знаки (цифры, переводы реги стра и т. д.), применяемые в процессе телеграфирования.
— 24 —
В этой главе рассмотрение вопроса проводится в предположе нии отсутствия искажений, обусловленных процессами распростра нения радиоволн. Это значит, что передаваемый сигнал не подвер гается замираниям и явлению ближнего эха. Отсутствует доппле ровское изменение частоты, а форма передаваемого сигнала не под вергается изменениям. Единственным фактором, затрудняющим приём сигналов, является шум на входе приёмного устройства.
Такие условия передачи сигналов в первом приближении могут иметь место в радиорелейных линиях связи, где замирания сигна ла на отдельных участках трассы очень невелики и ими во многих случаях можно пренебречь.
Подобное рассмотрение вопроса представляет интерес и в более общем случае, так как позволяет оценить роль замираний в отно шении уменьшения пропускной способности канала связи.
3.2. ПЕРЕДАЧА С АМПЛИТУДНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ
При этом простейшем и ранее повсеместно применявшемся ме тоде передачи телеграфных сигналов «посылке» соответствует из лучение незатухающего сигнала, который вызывает на входе приём ного устройства напряжение А тcos ©о t а «паузе» — отсутствие из лучения. Здесь А т — амплитуда напряжения, а ю0 — несущая ча стота сигнала. Теперь этот метод передачи называют иногда теле графированием с пассивной паузой.
Если, как предполагалось, при передаче двоичных сигналов ве роятность передачи «п» равна вероятности передачи «о», то вероят ность ошибки р может быть определена по формуле
р=0,5 (вероятность того, что при передаче «о» в месте приёма регистрируется «п») + 0,5 (вероятность того,
что при передаче «п» в месте приёма регистрируется «о») = |
|
= °’5Рл.т. + |
^ |
Вероятность первого рода возникает тогда, когда в месте приё ма ложный сигнал возникает под действием помехи (рл m — ве
роятность ложной тревоги). Вероятность второго рода возникает тогда, когда помеха компенсирует «посылку» и в месте приёма сиг нал не регистрируется (рпр — вероятность пропадания). Термины «ложная тревога» и «пропадание сигнала» заимствованы из радио локационной практики, где они широко применяются.
Обозначим через В — амплитуду порогового значения сигнала. Если результирующее значение принимаемого напряжения больше В, то приёмное устройство регистрирует приём «посылки». В про тивном случае регистрируется приём «паузы». Допустим, что
В = аАт, |
(3.2) |
где а — коэффициент, показывающий соотношение между ампли тудой порогового значения и амплитудой принимаемого сигнала.
— 25 —
Вероятность возникновения ложной тревоги можно найти, опре делив вероятность превышения помехой значения В, иными слова
ми, вероятность |
В. |
|
|
|
Пользуясь ф-лой (2.16), находим |
|
|
|
|
со |
00 |
_ _Ё1 |
_ _Ё1 |
|
Рл.т. = |
= |
M e 2,'< Ш = |
е 2” . |
(3.3) |
в |
а в |
|
|
|
Для вычисления вероятности р пр необходимо |
определить |
_ве- |
роятность попадания вершины результирующего вектора A + N в пределы круга радиуса В, с центром в начале вектора Л (рис. 3.1).
Рис. 3.1
На рис. 3.1 Л — вектор, представляющий напряжение принимае мого сигнала постоянной амплитуды, поскольку замирания отсут
ствуют; N — мгновенное значение вектора шумов; №ф — его фазная (£/). a N Ke — квадратурная (V) составляющие.
Как показал Монтгомери [8], решение поставленной задачи мож но упростить, заменив её нахождением вероятности попадания ре зультирующего вектора в пределы квадрата, описанного вокруг ок ружности радиуса В. Эта вероятность будет несколько больше вы численной, на величину заштрихованной части квадрата. Искомую вероятность можно представить в виде вероятности одновременно го выполнения неравенств:
А - В < Ы ф< А + В и | NKe \ < |В |.
Поскольку величины Ыф и N Kot как указывалось, взаимно неза висимы, то нахождение совместной вероятности двух событий мож но свести к умножению соответствующих вероятностей.
Вероятность первого из этих неравенств, в свою очередь, можно рассматривать как вероятность совмещения двух независимых со
бытий: а) вероятности того, что вектор Nd> направлен обратно век
тору Л (эта вероятность равна 0,5). и б) собственно вероятности выполнения неравенства. Полная вероятность автоматически опре-
— 26 —
деляется интегралом, который тора V:
1 |
А+В |
|
и* |
1—1 |
е |
2з*dU |
|
о У216 |
|
|
|
|
1 |
|
|
|
л+в |
дгД |
|
|
|
а |
|
— |
!=г |
f |
2 |
|
|||
У2* |
J |
|
учитывает знак (т. е. фазу) век-
А+В
а
2 dx =
|
И—Б |
1 |
о |
2 dx = |
|
У* |
J |
s |
(3.4)
где Ф(у) — общепринятое обозначение интеграла вероятности
|
у |
х3 |
|
ф (У) = -jz r |
Г е |
2 dx, |
(3.5) |
У2г. |
J |
|
|
причём — J е 2 d* = 1.
Ко
Вероятность второго неравенства непосредственно определяется формулой
|
+в |
и* |
-----!_ _ |
f е |
= Ф |
а У2л |
J |
\ а / |
Таким образом, |
|
|
Полная вероятность определяемой по ф-ле (3.1) ошибки выра жается следующим образом:
в*
р = 0,5е 2,1 + 0,25 [ф ( А + В ) — Ф ( А ' 8 ■)]•ф (-7 ) • (3.6)
Для практического применения ф-лы (3.6) её целесообразно не
сколько преобразовать.
Ва Л и В представляют собой амплитуды напряжения. —- можно
рассматривать как мощность сигнала, выделяемого в единичном сопротивлении. Согласно ф-ле (2.2) о2 характеризует мощность шу ма, выделяемую в единичном сопротивлении.
— 27 —
Обозначая через R отношение мощности сигнала к мощности шумов, т. е. полагая
Л2
(3.7)
2аа
и вспоминая ранее введённые обозначения для В, находим:
В2 ааЛа = а2Я,
2аа 2оа
£ + В _ = (1 + «М = v . 2 (1 + a ) Д_ =(1 + а)1 /2Я ,
о |
а |
У 2а |
|
Л — В |
= (1 - а )]/2 Я , |
— = _|£2аЛ_ =
ау^2с
Формуле (3.6) в новых обозначениях можно придать следующий вид:
р = 0,5 e—’R + 0,25 (Ф [(1 + а) У Щ — Ф [(1 — а) У Щ ) X
X ® (al/2R ). |
(3.8) |
Оптимальная величина порогового напряжения обычно характе ризуется величиной а«0,5, что соответствует высоким значениям отношения с/ш.
Подставляя это значение в ф-лу (3.8), находим
р = 0,5 е-0'25* + 0,25 [Ф (1,5 У Щ — Ф (0,5 У 2Я)] Ф (0,5 У Ш ) .
(3.8а)
При больших отношениях с/ш, т. е. при больших значениях ве личины R, можно воспользоваться асимптотическим представлением интеграла вероятности (см., например, [9])
__ |
_у^_ |
|
Ф(У)*= 1 - — * ^ г - е |
2, |
(3.9) |
у у ъ |
|
|
что позволяет существенно упростить ф-лу (3.8а).
-Производя подстановку и пренебрегая величинами второго по рядка малости, находим
|
1 + |
Я |
|
Р |
4 |
(3.86) |
|
|
— 28 —
Поскольку в дальнейшем ф-ла (3.9) будет широко использовать ся, представляется интересным определить, при каких значениях у аппроксимации можно считать обоснованными. В табл. 3.1 при ведены точные значения Ф(у) и значения, вычисленные по прибли жённой ф-ле (3.9).
|
|
|
Т А Б Л И Ц А 3.1 |
|
У |
Табличное значение Ф(^) |
Приближённое |
Относительная |
|
значение Ф(^) |
ошибка, % |
|||
1,0 |
0,683 |
0,500 |
—27 |
|
1,2 |
0,770 |
0,796 |
+ |
3,5 |
1,5 |
0,886 |
0,878 |
+ |
1,4 |
2,0 |
0,955 |
0,945 |
- |
1,1 |
Данные табл. 3.1 показывают, что для значений аргумента ин теграла вероятностей, превышающих 1,5 с учётом приближённого характера проводимых вычислений, можно безусловно пользовать
ся |
асимптотическим |
выражени- |
р |
|||||
ем |
(3.9). Поскольку при эксплуа |
|
||||||
тации действующих линий радио |
|
|||||||
связи |
допускается |
минимальное |
|
|||||
количество |
ошибочно |
принятых |
|
|||||
знаков |
(примерно 2—3 знака на |
|
||||||
10 000 переданных), то приходит |
|
|||||||
ся |
работать |
при |
сравнительно |
|
||||
больших |
значениях R, |
порядка |
|
|||||
10 <56 и выше. Это говорит о том, |
|
|||||||
что в реальных условиях наибо |
|
|||||||
лее |
интересная область |
кривых, |
|
|||||
характеризующая |
число |
ошибоч |
|
|||||
но |
принятых |
знаков, |
всегда мо |
|
||||
жет быть построена с помощью |
|
|||||||
асимптотических формул. |
|
|||||||
|
По ф-ле (3.8а) на |
рис. 3.2 |
|
|||||
(кривая |
AM) построена |
зависи |
|
|||||
мость |
вероятного |
значения оши |
|
|||||
бочно принятых знаков от отно |
|
|||||||
шения /?= с/ш. Рассмотрение это |
|
|||||||
го графика, который носит при |
замены на рис. 3.1 окружности |
|||||||
ближённый характер |
(вследствие |
квадратом), показывает, что для того, чтобы вероятность ошибки
составляла 5* 10” 4 , отношение с/ш должно быть порядка 14 дб.
В некоторых случаях полученным результатам расчёта можно придать более наглядную форму, если говорить не о мощности сиг-
— 29 —
нала и мощности шумов, а об «энергии посылки» и об «удельной мощности шумов», т. е. о мощности, приходящейся на 1 гц полосы пропускания канала связи. Такой подход к оценке полученных ре зультатов представляется более обоснованным вследствие того, что в правильно спроектированных линиях связи полоса пропускания должна находиться в строгом соответствии со скоростью передачи, ибо мощность шумов прямо пропорциональна полосе пропускания и нет никакого смысла искусственно повышать уровень шумов и тем самым ухудшать условия поддержания связи.
Обозначим скорость передачи двоичных сигналов («посылок» и
«пауз») в секунду через п. Длительность сигнала в этих условиях »• 1
составит т = — . В соответствии со сказанным выше предполагает-
п
ся, что за достаточно большой срок число «посылок» равно числу «пауз». Рассмотрим наиболее неблагоприятный, с точки зрения тре буемой полосы пропускания, случай, когда передаваемые сигналы имеют форму, представленную на
t |
рис. 3.3. Если мощность непрерыв- |
|
но излучаемого сигнала составля- |
||
л-сигналов |
ет Рс—Л2/2(на единичной нагруз |
|
1сен |
ке), то энергия посылки составит |
|
Рис. 3.3 |
£ = Pcx = i ^ , дж. |
(ЗЛО) |
п |
|
В дальнейшем удобнее ввести понятие о средней энергии эле ментарного сигнала. Из п передаваемых в секунду элементарных сигналов, только половина несёт в себе энергию. При «паузах» энер гия не излучается. Поэтому средняя энергия элементарного сигнала составляет
|
|
(ЗЛОа) |
|
Для передачи п/2 импульсов в секунду |
полоса пропускания |
||
должна быть порядка |
|
|
|
А / |
п |
(ЗЛ1) |
|
2 |
|||
|
|
||
т. е. |
|
|
|
Рш= А ? Р ш0, вт, |
(ЗЛ2) |
где через Рш0 обозначена удельная мощность шумов, а Р ш = а2. Подставляя эти значения в ф-лу (3.7), находим
R = |
i L |
Рс, |
(3.13) |
2о2 |
Рш |
Ршо |
— зо