книги / Электроника электрофизические основы, микросхемотехника, приборы и устройства
..pdfРис. 12.15. Ограниченное синусоидальное напряжение (о); проходная характеристика двухстороннего ограничителя (б) и ее реализация на диодах (в) и стабилитронах (г)
При положительном входном напряжении ограничение обеспечива ется диодом Дь который открывается уровнем напряжения их> V\ + (/\ а при отрицательном входном напряжении аналогично действует диод Д|. Источники напряжения Vh V2 позволяют установить требуемые уровни ог раничения и при обеспечении условий V » U* снизить влияние нестабиль ного параметра U на характеристики ограничителя.
Более простым способом получения двустороннего ограничителя служит схема на рис. 12.15,г, состоящая из последовательно соединенных резистора R и стабилитронов (CTI и Ст2). Положительное напряжение на входе обеспечивает прямое смещение Ст2 и режим стабилизации для Сть который пропускает ток при щ > U^. В этом режиме выходное напряжение определяется напряжением стабилизации и2~ UR+£/ст = £/ст. При отрицатель ном входном напряжении стабилитроны меняются ролями, обеспечивая на выходе и2= - £/ст. Уровни ограничения могут быть обеспечены выбором ста билитронов с соответствующими значениями напряжения стабилизации U^.
Для улучшения характеристик и снижения влияния дестабилизи рующих факторов преобразователи реализуют на основе ОУ с диодными схемами в цепях ООС.
Включение диодного ограничителя в обратную связь ОУ позволяет осуществить гибкое управление уровнем ограничения в широких пределах. Установку уровня ограничения схемы с диодом в цепи ОС можно осуще ствить с помощью подачи требуемого напряжения U0 на неинвертирую щий вход ОУ (рис. 12.16,а).
|
*2 |
Д1 |
4 |
|
н з - |
Е |
I U2 |
|
в> |
|
|
Рис. 12.16. Ограничитель сигнала на ОУ (я), его характеристика (б) и детектор (в)
Положительный разностный сигнал на входе ОУ при щ < U0 создает высокое положительное напряжение на его выходе, которое открывает ди од и приводит к соединению выходного зажима с инвертирующим входом,
что обеспечивает близкий к единице коэффициент передачи по неинверти рующему входу им 2 = [ / 0 (рис. 12.16,6). Повышение входного напряжения до щ > Uo изменяет полярность выходного напряжения ОУ, что вызывает запирание диода и передачу входного сигнала на выход, минуя ОУ, чере резистивный делитель с коэффициентом i + ^ 2)-
Пассивные диодные выпрямители с напряжением отпирания U* вно сят существенные погрешности при работе с небольшими входными на пряжениями. Измерительные детекторы сигналов (выпрямители) могуч быть реализованы по схеме ограничителя с нулевым пороговым уровнем Включение диодной схемы в цепь обратной связи ОУ (рис. 12.16,в) дает малое значение порогового напряжения и может обеспечить усиление вы ходного сигнала. При отрицательном входном сигнале щ < 0 положитель ное напряжение на выходе ОУ запирает диод Д2 и открывает диод Д|, что обеспечивает близкий к нулевому значению уровень выходного напряже ния и2 = (-r//? j) щ = 0 .
Изменение полярности входного сигнала щ> 0 приводит к инверсии состояния диодов (Д1 - закрыт, Д2 - открыт) и работе усилителя с рези
стивной |
обратной связью, обеспечивающей коэффициент усиления |
K * = - |
R 2/ R ,. |
С точки зрения схемотехники функциональные блоки на основе ОУ можно считать усилителями с коэффициентом усиления, изменяемым с помощью электрического сигнала (рис. 12.17,а).
Рис. 12.17. Операционный блок с аналоговым (а) и цифровым (б) управлением
В приведенной схеме электрическое управление коэффициентом пе редачи усилителя осуществляется за счет изменения сопротивления кан ала полевого транзистора гк(иу) под действием напряжения иу= щ, приложенного к его затвору. Коэффициент передачи блока определится выражением
/C“ =l + /?,/rK(«y).
Современные функциональные преобразователи на ОУ в качестве регулируемого элемента используют в цепи ОС сопротивление, которое изменяется с помощью ЦАП по заданному закону под управлением циф рового сигнала N (рис. 12.17,6).
Схемотехника нелинейных преобразователей не ограничивается применением ОУ в качестве активных элементов. Простые транзисторные перемножители на базе каскадов с управляемым коэффициентом
составляют основу распространенных радиоэлектронных устройств (ам плитудных модуляторов, преобразователей частоты).
В каскаде на биполярном транзисторе по схеме ОЭ управление ко эффициентом усиления основано на его зависимости от тока эмиттера
К и = I 3RK/q>T. Практическая реализация приведенного способа базирует
ся на управлении источником тока питания транзисторов дифференциаль ного каскада (рис. 12.18,а).
Рис. 12.18. Дифференциальный каскад (а) и блок-схема смесителя (б)
При токе источника I3=Ip=(u2-lf)/R=u2l'R, зависящем от напряже ния и2 на его входе, для выходного напряжения справедливо соотношение ивых = аихи2у свидетельствующее о работе каскада в качестве аналогового перемножителя с коэффициентом а = ÆK/(cpTÆ).
Операция перемножения непрерывных сигналов является базовой для множества преобразователей. Если в случае использования приведен ной схемы в качестве амплитудного модулятора на вход усилителя подать несущее синусоидальное колебание и, = Um sir\(ùHt , а на вход источника - модулирующий сигнал и2 = U[1 + М $(/)], то на выходе получается напря жение ивых = aU[1 + M s(/)]sin coHf, модулированное по амплитуде.
Для передачи сигналов по радиоканалу применяют операцию пере носа спектра сигнала в высокочастотную область с помощью преобразова теля, называемого с ме с и т е л е м, к о т о р ый производит умножение ис ходного сигнала u\{t) на гармоническое напряжение иг высокой частоты, вырабатываемое высокочастотным генератором (Г) (рис. 12.18,6). Если вы ходной сигнал перемножителя ип, содержащий боковые полосы состав ляющих исходного сигнала вблизи высокой частоты гетеродина сог, про пустить через полосовой фильтр (ПФ) промежуточной частоты, то спектр сигнала нвых на выходе преобразователя будет представлять собой спектр исходного сигнала, смещенный на частоту генератора (гетеродина).
В системах обработки сигналов, оперирующих с импульсными сиг налами, возникает необходимость изменения параметров импульсов (фор мы, длительности) и последовательностей (периода следования). Соответ ствующие преобразователи могут быть построены на основе как рассмот ренных формирователей с ОУ, так и других элементов. Для формирования
коротких импульсов можно применить дифференцирующую цепь совм<_ стно с рассмотренным ранее детектором Д на ОУ (рис.12.19,а).
я) ч |
Д |
|
v u — |
\ J — \ |
R |
I"2 |
р к ___ |
л .___ |
|
—J- Г |
|
б) |
|
Рис. 12.19. Формирователь коротких импульсов (а) и диаграмма его работы (б)
Пассивная RC-цепь формирует короткие двуполярные импульсы, длительность которых определяется постоянной времени т = RC, а после дующее детектирование оставляет только импульсы положительной по лярности (рис. 12.19,6).
В совместных аналого-цифровых системах для преобразования дли тельностей прямоугольных импульсов часто применяют схемы на цифро вых логических элементах. Короткие прямоугольные импульсы можно по лучить за счет задержки сигнала в цепочке инверторов, подключенных к
схеме совпадения (рис. 12 .20,а). |
|
|||
э, |
|
|
И|А |
|
Щ |
‘ < U |
-----1u”r— |
----> ' |
|
? — |
' P T , |
п . |
||
|
||||
_____________________rxJ |
||||
|
|
6) |
п 1 Ж 1 |
|
Рис. 12. 20. Формирователь импульсов на ЛЭ (а) и диаграмма его работы (б)
На схему совпадения сигналы поступают непосредственно с входа и после прохождения нечетного числа инверторов. Длительность получен ного импульса определяется временем задержки распространения сигнала в цепочке из п инверторов: tn - nt3p(рис. 12.20,6).
Преобразователи, выполняющие операцию обратную укорочению импульсов, т. е. увеличивающие их длительность, называются р а с ш и р и т е л я м и . Они могут быть реализованы на основе интегратора, под ключенного к триггеру (рис. 12.2 1 ,а).
Ивх0- |
Hex |
Тг Q —и ъых |
|
|
Нвых£ ц |
|
X |
а)
Вначальном состоянии входное напряжение имеет высокий уровень
итриггер находится в режиме хранения (Æ = О, S = 0 и 0 = 1) с высоким уровнем выходного напряжения wBbJX= U1. Высокий уровень напряжения на
конденсаторе (входе S триггера) поддерживается за счет обратной связи с инверсного выхода триггера через инвертор (Q = 0, ми= IIх).
Поступивший короткий входной |
импульс переключает триггер, |
что приводит к низкому уровню |
выходного сигнала иВЬ1Х= U0 На |
входе интегрирующей ÆC-цепи также устанавливается низкое напряжение, что вызывает разряд конденсатора и снижение по экспоненциальному за кону напряжения на входе S триггера. При достижении напряжения сраба тывания триггера он возвращается в исходное состояние. Длительность выходного импульса обеспечивается задержкой, осуществляемой интегри рующей цепью в обратной связи триггера.
12,4. Генераторы и триггерные устройства
В системах обработки информации необходимы устройства, выраба тывающие сигналы различного вида от одиночных импульсов до периоди ческих кривых. Генерация сигналов основана на свойстве положительной обратной связи, которая при определенных условиях поддерживает возни кающие в цепи возмущения. С использованием ПОС реализуются также спусковые (триггерные) устройства, характеризуемые скачкообразным пе реходом из одного состояния в другое.
Генераторы и триггеры могут быть построены как на структурах с внешней ПОС, охватывающей усилительные элементы, так и на полупро водниковых компонентах с внутренней ОС (тиристоры, однопереходные транзисторы, туннельные диоды).
Спусковые устройства часто применяются для получения импульсов прямоугольной формы вне зависимости от формы входного сигнала. Пере ход устройства из одного устойчивого состояния в другое происходит скачком за счет ПОС, что обеспечивает высокую скорость переключения и малую длительность фронтов получаемых импульсов. Проходная характе ристика спусковых устройств имеет участок с отрицательным наклоном, т.е. обладает релейными свойствами.
Триггерный эффект возникает в схеме с усилителем, охваченным резистивной ПОС (рис. 12.22,а).
12.22. Преобразователь (а), характеристики усилителя (б) и преобразователя (в)
В качестве модели усилителя удобно использовать ИНУН с кусочно линейной характеристикой, на которой можно выделить линейный участок, описываемый коэффициентом Ку, и области ограничения с близкими к нулю коэффициентами (рис.12.22,6). В соответствии с теорией обратной связи ко эффициент передачи преобразователя характеризуется соотношением К = К уj ( \ - y К у)у где у = R j ( R {+ /?2) - коэффициент передачи ПОС.
Если возвратная разность уК у > 1 , то на проходной характеристике
появляется участок 1 - 0 - 2 с К < 1, создающий неустойчивый режим ра боты. Физически это означает, что имеющийся на входе сигнал усиливает ся в петле обратной связи до значения иВЬ1Х= уКуивх, превышающего перво начальный сигнал ивх, и этот процесс происходит лавинообразно очень бы стро (скачкообразно). Наличие областей ограничения на характеристике усилителя приведет к установлению на выходе одного из уровней насыще ния V +или V Таким образом, при выполнении условия уКу > 1 получаем релейную характеристику с двумя устойчивыми состояниями (рис. 12 .22,в).
Получение того или иного выходного напряжения определяется входным сигналом ивх и предшествующим состоянием системы. Значение напряжения переключения зависит от характеристики усилителя, глубины обратной связи у и может регулироваться внешним опорным напряжением Uonсмещения положения характеристики.
Рассмотрим процессы в пороговом элементе, выполненном на основе ОУ и охваченном резистивной ПОС с у = /^/(Æ, + R2) (рис. 12.23,а).
Рис. 12.23. Триггеры Шмитта на ОУ (а) и ЛЭ (б), диаграмма преобразования сигнала (г)
Проанализируем проходную характеристику преобразователя с ис пользованием кусочно-линейной характеристики ОУ, определяемой мак симальными напряжениями ограничения ± (Ум. Если при ивх= 0 усилитель находится в состоянии ивых =щ = — то напряжения на входах ОУ име ют значения щ = уUMи и2 = —уUM. Это напряжение является уровнем на пряжения отпускания устройства U0Ty так как для его перевода в другое со стояние необходимо подать на вход напряжение ивх=и2 > (Уот-
226
Аналогично получим, что уровень напряжения срабатывания устрой ства составит Ucp=-yUM. Рассмотренное пороговое устройство с релейной характеристикой называют т р и г г е р о м Ш м и т т а .
Для реализации триггера Шмитта на логических элементах следует последовательно соединить четное число инверторов и между выходом и входом включить резистор R2 (рис. 12.23,6). Полученное пороговое устрой ство с неинвертирующим входом имеет соответственно уровни срабатыва ния и отпускания
t/cp = и в + (и п - U °)R J R 2 , и т = и„ - (с/ 1 - и „ щ / л 2 ,
зависящие от напряжения С/п переключения ЛЭ, причем ширина петли ха рактеристики пропорциональна логическому перепаду ДUn:
с/ср-с/от= м /ла д .
Триггер Шмитта применяют для преобразования синусоидального напряжения в последовательность прямоугольных импульсов. При подаче на вход синусоидального напряжения U(t) = Ums\n<ùt с амплитудой, пре вышающей уровень срабатывания триггера, на его выходе формируются импульсы, фронты которых совпадают с моментами равенства входного напряжения и уровней срабатывания и отпускания (рис. 12.23,в).
Приведенный анализ преобразователей с обратными связями бази ровался на статических моделях, отображаемых резистивными эквива лентными схемами. Наличие емкостей, индуктивностей и инерционности усилителей создает задержку сигналов в контуре обратной связи, что мо жет вызвать ложные (непредусмотренные при заданном входном сигнале) срабатывания и даже привести к возникновению самопроизвольной (пара зитной) генерации.
Эффект возбуждения периодических колебаний напряжения в конту рах обратной связи без внешнего воздействия положен в основу функцио нирования специальных устройств, называемых а в т о г е н е р а т о р а м и . С энергетической точки зрения генерирование сигналов можно трактовать как автономное преобразование энергии источника электропитания в энер гию периодического сигнала (последовательности импульсов).
Принцип действия генератора проанализируем на примере хорошо известного колебательного контура, к которому параллельно присоединен нелинейный резистивный элемент (рис. 12.24,а).
Рис. 12.24. Колебательный контур (а), характеристика нелинейного элемента (б), вы ходное напряжение (в)
Контур с высокой добротностью без учета нелинейного элемента об ладает импульсной характеристикой, имеющей вид колебаний
u(t) = U me~at sin co0f,
затухающих экспоненциально с коэффициентом а = G/(2C) из-за потерь, отражаемых проводимостью G. Наличие нелинейной вольт-амперной ха рактеристики можно рассматривать как проводимость g(V)9зависящую от режима, определяемого внешним источником напряжения V. Если выбс ром значения V обеспечить работу двухполюсника на участке с отрица тельной дифференциальной проводимостью, то можно реализовать усло вие gj. = G + g - 0, при котором затухание отсутствует (а = 0). При этом в контуре будут существовать незатухающие синусоидальные колебания (рис.12.24,в). В приведенной схеме нелинейный двухполюсник компенси рует потери энергии в контуре, и, следовательно, можно ее можно интер претировать как преобразователь энергии постоянного источника V в энер гию незатухающих колебаний.
Широкое распространение получили генераторы на основе усилите ля, охваченного цепью ПОС, вследствие возможности стабилизации ам плитуды и частоты генерируемого сигнала. В структуре генератора с внеш ней цепью положительной обратной связи источник питания V усилите ка компенсирует потери в цепях обратной связи и поддерживает режим авте колебаний. Для стабилизации режима усилителя наряду с положительной вводят цепь отрицательной обратной связи (рис. 12.25,а).
Рис. 12.25. Общая структура (а), схема (б) и блок-схема (в) LC генератора
Комплексный коэффициент передачи охваченного резистивной OCX неинвертирующего усилителя (рис. 12.25,6), который реализован на базе частотно-зависимого ОУ с частотой излома амплитудной характеристики сос, можно представить в виде
KU<ù) = (Я2/Л,)/[1+(03/Ч)] = К (с0)e'v<“>.
Цепь ПОС, выполненная в виде соединения пассивных компонентой (например, в виде резонансного контура), характеризуется коэффициентом передачи
y(jm) =y((ù)eMe,).
Условием возникновения и поддержания колебаний в полученной замкнутой цепи (рис. 12.25,в) является равенство напряжений на входе уси лителя и выходе цепи ПОС иъх - исс. В частотной области это условие с учетом выражения СВЬ|Х(усо) = ЛГ(усо)Свх (ую) приводит к соотношению
К(У(о)у(/(о) = 1.
из которого следуют условия для баланса амплитуд и фаз:
Л:(ш)у(о)) = 1 и у(со) + cp(œ) = 2пп (п = 1,2,3...).
Условие баланса фаз означает, что колебания существуют, если фа за выходного напряжения цепи ОС и входного напряжения совпадают. Единичная величина петлевого усиления гарантирует значение входного сигнала, обеспечивающего поддержание незатухающих колебаний.
Тип генератора зависит от вида и глубины ПОС, т.е. от соотноше ния вносимой и теряемой энергий. При их примерном равенстве не слиш ком сильно проявляется нелинейность компонентов и форма колебаний близка к синусоидальной. В генераторах гармонических (синусоидальных) колебаний применяются частотно-избирательные цепи ОС, т.е. использу ются колебательные LC-контуры на высоких частотах (более сотни кило герц) или /?С-цепи в генераторах звуковых и инфразвуковых частот. Резо нансный характер частотной зависимости коэффициента передачи цепи ПОС обеспечивает выполнение условий возникновения колебаний на единственной частоте со0 и генерацию синусоидального сигнала на этой частоте.
В качестве усилительного элемента в гармонических генераторах приме няют одиночные каскады на транзисторах или операционные усилители. При сравнительно небольших потерях в LC-генераторах весьма экономич ные усилители строят по классической схеме с использованием каскада на полевом транзисторе(ПТ), охваченного цепью ОС, которая реализована в виде параллельного резонансного контура, содержащего индуктивность L и емкость С = С1С2/(С1+ С2), образованную последовательным соединением Ci и С2 (рис. 12.26,а).
Рис. 12.26. Генератор на ПТ с резонансным контуром (а) и кварцевой стабилизацией (6)
Емкость конденсатора связи Сс выбирают настолько большой, чтобы он ее оказывал влияния на характеристики параллельного контура. На ре
зонансной частоте / 0 = 1/(2n^lLC ) сопротивление LC контура имеет резистивный характер и коэффициент передачи цепи ПОС принимает максимальное значение ур=С1/С1. Если коэффициент усиления каскада
К > С 2/С 1, то выполнены условия возникновения колебаний и на выхо де получаем синусоидальное напряжение с частотой / 0.
Анализ процессов в генераторе для диапазона частот показывает, что частота выходного сигнала наряду с параметрами контура L u С определи ется характеристиками транзисторного каскада, которые существенно за висят от температуры.
Для повышения стабильности генерируемой частоты применяют термостатирование и резонансные контуры высокой добротности. В гене раторах с весьма высокой стабильностью частоты используют кварцевый (пьезоэлектрический) резонатор, который представляет собой вырезанную из кристалла тонкую пластинку с нанесенной металлизацией (рис. 12.26,6) Приложение к металлизированным обкладкам напряжения приводит к уп ругим механическим колебаниям в пластине, имеющим высокую стабиль ность. Со стороны обкладок кварцевый резонатор можно представить по следовательным контуром LK>Ск>RK и небольшой паразитной емкостью монтажа См, составляющей единицы пикофарад. Механические потери н кварце весьма малы, и эквивалентное сопротивление RKне превышает со тен Ом, а эквивалентная индуктивность LKможет достигать сотен генри, что обеспечивает большую добротность контура Q ~ 106 Кварцевые резо наторы выпускают с номиналами собственных частот от единиц килогерц до десятка мегагерц.
Для генерации колебаний низкочастотного диапазона в обратной связи используют /?С-цепи, поскольку индуктивные элементы обладают низкой добротностью и имеют существенные габариты. Наибольшее рас пространение получили гармонические генераторы на основе инверти рующего включения ОУ с обратной связью в виде многозвенного фильтра, обеспечивающего фазовый сдвиг на я при заданной частоте (рис. 12.27,а)
Рис. 12.27. Генераторы с фазосдвигающей цепью (а) и мостом Вина (б)
Если выбрать компоненты (конденсаторы и резисторы) с одинако выми номиналами Ci = С2 = С3 = С и R\ = R2 = R 3 - R, то получим ком плексный коэффициент передачи напряжения цепи ОС
у(ую) = —[5(со/?С)2 -1 ] + JtoRC[(<aRC)2- 6].