книги / Электроника электрофизические основы, микросхемотехника, приборы и устройства

1/вых(/вых) и проходной Е/ВЬ1Х(UBX) характеристик. Динамические свойства усилителей характеризуют зависимостью комплексного коэффициента пе­ редачи от частоты, а также переходной или импульсной функциями во временной области. Наибольшее распространение в усилительной технике получили амплитудно-частотная (рис.5.1,6) и переходная (рис.5Л,в) харак­ теристики.

Параметры усилителей можно разделить на основные, присущие всем типам усилителей, и индивидуальные, зависящие от особенностей приборов в соответствии с их классификацией. К основным относятся ба­ зовые статические параметры (fC, К*, К?, /?вх, гВЬ|Х), граничные частоты по­ лосы пропускания (fn, в полосе пропускания динамический диапазон амплитуд синусоидального входного напряжения /)дБ =201g(l/max/t/min),

причем значение 1/тгх ограничено допустимыми нелинейными искажения­ ми сигнала, a Umjn определяется заданным превышением сигнала над уров­ нем собственных шумов.

Для классификации усилителей используются различные признаки. По роду сигналов усилители подразделяют на преобразователи непрерыв­ ных (гармонических) и импульсных сигналов. Динамические свойства усилителей гармонических сигналов описывают в частотной области с ис­ пользованием спектральных параметров частотной характеристики (рис.5.1,6): полосы пропускания при заданном уровне неравномерности АЧХ, например ± 3 дБ, граничных частот полосы пропускания, макси­ мального значения коэффициента передачи и частоты ему соответствую­ щей. По диапазону частот усиливаемых сигналов различают широкопо­ лосные (апериодические) и узкополосные (резонансные) усилители. В со­ ответствии с положением полосы пропускания на оси частот выделяют низко-, средне-, высоко- и сверхвысокочастотные усилители, а также уси­ лители постоянного тока с полосой пропускания от нулевой частоты. Па­ раметры импульсных усилителей связывают, как правило, с его переход­ ной функцией, характеризуемой временами задержки t3 и нарастания t„9 значениями выброса 8 и спада А за время максимальной длительности им­ пульса tK(рис.5.1,в).

Физический эффект, заложенный в принцип действия усилителя, со­ стоит в преобразовании электроэнергии источника питания в управляемую с помощью входного сигнала небольшой мощности энергию, которая от­ дается нагрузке. Процесс преобразования неуправляемой мощности источ­ ника Рк в имеющую заданные параметры мощность выходного сигнала А при воздействии входного сигнала мощностью Р\ < Рг для своего описания требует более сложных моделей, учитывающих взаимосвязь параметров электропитания с сигнальными величинами. Расчет динамического диапа­ зона усиления базируется на расчете внутренних шумов компонентов уси­ лителя с использованием модели, учитывающей источники внутренних шумов и позволяющей анализировать характеристики случайных процес­

сов. Таким образом, в зависимости от поставленных задач при анализе н синтезе усилительных устройств применяется совокупность моделей раз­ личной степени сложности.

Расчет электронных цепей с усилителями выполняется с использова­ нием их схемных макромоделей (рис.5.2), синтезированных на основе пас­ портных данных или экспериментальных характеристик.

*вх

Рис. 5.2. Структурная схема формальной макромодели усилителя

Типичная формальная макромодель усилителя содержит входной (Вх. Б), выходной (Вых. Б) и функциональный (ФБ) блоки, воспроизводя­ щие соответствующие статические характеристики (входную, выходную, проходную). Для воспроизведения динамических свойств в соответствую­ щие блоки макромодели включают емкостные элементы, формирующие заданные частотные характеристики или временные зависимости.

Технические свойства усилителя определяются системой многочис­ ленных параметров, среди которых можно выделить:

•функциональные электрические (коэффициенты передачи напряже­ ния, тока и мощности, входное и выходное сопротивления, граничные частоты полосы усиливаемых частот, динамический диапазон усили­ ваемых сигналов, входная и выходные емкости);

•эксплуатационные (напряжение электропитания и потребляемый ток, уровень выходной мощности, диапазон изменения температуры и влажности окружающей среды);

•конструктивно-технологические (тип исполнения и корпус, масса и габариты, способ охлаждения, наличие внешних элементов),

•пользовательские (надежность, стоимость).

Большинство усилителей реализуется на основе каскадной структу­ ры, базирующейся на представлении его комплексного коэффициента пе­ редачи в виде произведения коэффициентов передачи отдельных каскадов:

Ky(J(ù) = /ч(/со) K2(j<ù)... Kf^jiù).

Если параметры каскадов выбраны таким образом, чтобы минимизи­ ровать их взаимное влияние, то допустим подход к формированию ЛАЧХ усилителя путем сложения ЛАЧХ отдельных каскадов. Такой подход су­ щественно упрощает синтез и анализ характеристик. Выбор числа каска­ дов, их элементной базы и характеристик позволяет получить самые раз­ нообразные усилители для конкретных приложений. Для удобства синтеза выделяют типы каскадов (входные, промежуточные, выходные), предна­ значенные для решения специфических задач. Входной каскад (предвари­ тельный усилитель) обеспечивает согласование усилителя с источником сигнала и фактически определяет шумовые параметры всего усилителя и его динамический диапазон. Промежуточные каскады формируют требуе­

мые частотные характеристики и обеспечивают заданное усиление напря­ жения. Выходной каскад (усилитель мощности) согласует параметры уси­ лителя с нагрузкой во всем диапазоне ее изменения и выдает необходимую мощность выходного сигнала.

Наряду с транзисторными каскадами усилитель содержит вспомога­ тельные цепи (стабилизированные источники напряжения и тока, схемы межкаскадной связи), которые влияют на параметры усилителей.

5.2. Усилительные каскады

Многокаскадные усилители составляются из сравнительно неболь­ шого числа типовых транзисторных каскадов на биполярных или полевых транзисторах с дополнительными цепями обеспечения режима по посто­ янному току, которые служат для смещения рабочей точки на линейный участок проходной характеристики, а также подключения источника и на­ грузки.

В зависимости от выполняемой функции усилительные каскады де­ лятся на входные (предварительные), промежуточные и выходные (мощ­ ные), которые различаются основными параметрами. Особую роль играют выходные каскады, предназначенные для обеспечения передачи макси­ мальной мощности в нагрузку при заданном уровне искажений сигналов.

Анализ усилительного каскада складывается из отдельных операций, таких как:

•расчет режима по постоянному току и определение его стабильно­ сти при изменении температуры и напряжений источников;

•определение малосигнальных параметров в рабочей точке;

•анализ статических усилительных параметров (JC, К, КР, /?вх, гвых);

•расчет частотных характеристик;

•расчет переходных функций;

•расчет шумовых параметров;

•анализ функций чувствительности к вариации параметров;

•определение ограничений в нелинейном режиме большого сигнала. Промежуточные каскады на БТ преимущественно выполняются по

схеме с ОЭ, входным делителем (R2>R\) для смещения рабочей точки и стабилизирующим эмиттерным сопротивлением R3. В эквивалентной схеме (рис.5.3,а) учтена емкость С\ конденсатора, предназначенного для разде­ ления уровней постоянных напряжений каскада и источника входного сиг­ нала мвх, а также емкости нагрузки С2 и коллекторного перехода С0 (про­ ходная).

Широкополосные усилительные устройства, к которым относится рассматриваемый каскад, принято характеризовать зависимостью коэффи­ циента усиления напряжения от частоты (АЧХ и ФЧХ).

Рис. 5.3. Усилительные каскады на биполярном (я), полевом (б) транзисторах и дифф^ ренциальная схема на биполярных транзисторах (в)

Нормальной считается работа усилителя в среднечастотном диапазс не при заданной неравномерности АЧХ (например, снижении модуля ко эффициента усиления напряжения на - 0,5 дБ). В рабочем диапазоне час­ тот можно закоротить разделительный конденсатор Ci, обладающий нс значительным сопротивлением. Небольшими проводимостями конденса торов С0 и С2 также можно пренебречь и соответствующие участки ра зомкнуть. Это приводит к чисто резистивной эквивалентной схеме, с по мощью которой несложно получить приближенные выражения статиче­ ских параметров:

где гэ = / э/фт , гк, Гб - дифференциальные сопротивления транзистора прч постоянном токе эмиттера. В соотношениях не учтено влияние на входнс сопротивление каскада делителя R2, R\, подключенного для переменно! з сигнала параллельно входу. Выражение выходного сопротивления записа­ но относительно точек подключения нагрузки RK.

В соответствии с приведенными выражениями при R3= 0 каскад об­ ладает максимальным значением коэффициента усиления напряжения

K^nax = RK/r3, которое обеспечивается при небольшом значении входного

Работа схемы возможна при выходном сигнале и3, снимаемом с эмиттерного резистора R3. Коэффициент передачи напряжения положите­

лен: К3 = (р +1 )R3/[гэ + ЯДР +1 )] = 1, что свидетельствует о сохранении фа­ зы входного сигнала (отсутствии инвертирования). Если в рассматривае­ мом усилителе установить RK= Яэ, то сигналы, снимаемые с коллектора и эмиттера транзистора, будут парафазными, т.е. иметь фазовый сдвиг на п при одинаковых амплитудах.

При использовании усилителя с единственным эмиттерным выходом (схема с ОК) коллектор транзистора подключается непосредственно к ис­ точнику электропитания. Коэффициент усиления напряжения каскада, на­ зываемого э м и т т е р н ы м п о в т о р и т е л е м , не превышает единицы. Схема обладает весьма малым выходным сопротивлением гвых = гэ~ <р//э. Например, каскад на транзисторе, имеющем р= 100 при R3=2кОм и посто­ янном токе эмиттера /э = 1 мА, обеспечивает гВЬ1х = 25 Ом и RBX= 200 кОм. Коэффициент передачи тока Л"=Р+1 практически совпадает с аналогичным параметром каскада с ОЭ.

Частотные свойства усилителей принято анализировать раздельно для диапазонов низких, средних и высоких частот, так как аналитический расчет в общем виде приводит к достаточно сложным выражениям. Соот­ ветственно во временной области рассматривают малые и большие значе­ ния времени протекания процесса. Переходные характеристики усилите­ лей получают, как правило, с помощью обратного преобразования Лапласа передаточных функций, записанных для диапазонов.

При высокой частоте изменения сигнала значение коэффициента усиления каскада уменьшается вследствие снижения коэффициента усиле­ ния тока р(со), уменьшения эквивалентного сопротивления нагрузки с уче­ том емкостной составляющей ZH=RK/(1 + J<ÙRKC2). Емкость коллекторно­ го перехода С0 также способствует снижению усиления каскада. Преобра­ зованием схемы ее можно привести к входу и заменить эквивалентной ем­ костью Свх - К иСо<>подключенной параллельно R2. Допустим, что входной сигнал поступает с выхода предшествующего каскада. Представим его ис­ точником напряжения щ с выходным сопротивлением R0. Тогда на входе образуется делитель напряжения с коэффициентом передачи

kBX=ÜBJ Ü 0 = \/(\ + j<»R0CBX).

Степень влияния каждого фактора и набор мер ее уменьшения зави­ сят от конкретных параметров усилителя. В области низких частот умень­ шение коэффициента усиления напряжения связано с увеличением сопро­ тивления разделительного конденсатора Сь которое можно включить в полное сопротивление источника ZBR0 +[1/(усоС,)]. На входе образуется делитель напряжения с коэффициентом передачи

*■ = / й 0 = ycù/^C, /[1 + M K + RBK)С, ] =1/(1 + jeu RmC, ).

В усилителях медленно изменяющихся сигналов для обеспечения заданной частоты среза АЧХ требуются разделительные конденсаторы значительной емкости. Например, для усиления сигналов в частотном диа­ пазоне от 20 Гц (со„ =126 рад/с) при RBX= 1 кОм емкость конденсатора С\ должна быть не менее 8 мкФ. Использование конденсаторов с такими но­ миналами в интегральных микросхемах исключено, поэтому применяются другие схемотехнические решения (непосредственная связь без раздели­

тельных конденсаторов, использование усилителей на ПТ с высоким вход ным сопротивлением).

Каскад усиления на ПТ по схеме с ОИ имеет аналогичную структуру (рис.5.3,6). Входное сопротивление каскада на полевом транзисторе очень высокое: г3 = 108...1010 Ом. Поэтому входное сопротивление усилителя на основе рассматриваемого каскада определяется сопротивлениями входного делителя напряжения, который задает режим по постоянному току. Для обеспечения большого входного сопротивления RBX= Rn =Л|Л2/(Я| + Я2) применяют высокоомные резисторы. При использовании МДП-транзистора с технологически сформированным (встроенным) каналом смещение рабо чей точки можно получить за счет падения напряжения на эмиттерном ре зисторе R3(без входного делителя), что гарантирует весьма высокое вход ное сопротивление усилителя.

Аппроксимация характеристик транзистора в окрестности рабочей точки позволяет определить параметры gm= d ijd u w , gK= dic/duc„ и с по мощью линеаризованной эквивалентной схемы каскада получить прибли женную формулу для вычисления коэффициента усиления напряжения

K v = - g mR j{\ +gHRv).

При типичных значениях gm= 0,5...2,5 мА/В, Яи= 0, Rc = 10 кОм кас

кад дает малое усиление напряжения = 5...25. Высокое входное со противление обеспечивает большой коэффициент усиления тока, опреде ляемый выражением К 1= ic/i3=gmRBX/(\^ gmRli). Для повышения усиле­ ния напряжения применяют нелинейную нагрузку в виде полевого транзи стора аналогичного типа с фиксированным потенциалом затвора.

Частотные характеристики каскада рассчитываются аналогично за висимостям от частоты параметров каскада на биполярном транзисторе.

стоянного напряжения V и тока /0 (см. рис.5.3,в). Входной дифференци­ альный сигнал переменного напряжения, подаваемый между базами тран­ зисторов, удобно представить в виде совокупности двух одинаковых на­ пряжений щ / 2 относительно корпуса. При отсутствии дифференциально­ го сигнала (иб = 0) в симметричной схеме потенциалы баз транзисторов равны, их токи одинаковы и в силу равенства потенциалов коллекторов ик| = ик2= V - aRKI0/2 имеем нулевой выходной сигнал ивых = 0.

Приложение дифференциального напряжения щ вызывает увеличе­ ние тока эмиттера Tt и уменьшение на такое же значение тока эмиттера так что суммарный ток сопротивления R0не изменится. Потенциал эмитте­ ров также останется неизменным, и в симметричной схеме при расчете пе­ ременных составляющих его можно считать нулевым во всех точках на оси симметрии. Таким образом, для переменных составляющих (прираще­

ний) напряжений и токов схему можно условно разделить на две подсхе­ мы, каждая из которых подобна каскаду по схеме с ОЭ при R3= 0. Для оценки параметров дифференциального усилителя можно воспользоваться соотношениями, полученными для каскада с ОЭ.

Дифференциальные усилители выполняют также на основе полевых транзисторов, имеющих малое потребление тока от источника сигнала и низкий уровень собственных шумов. К недостаткам ДУ на ПТ следует от­ нести небольшое значение коэффициента усиления напряжения.

У с и л и т е л и м о щ н о с т и (выходные каскады) по существу яв­ ляются преобразователями неуправляемой энергии источника электропи­ тания к виду, требуемому для потребителя (нагрузки). Они, как правило, определяют экономичность всего усилительного устройства и должны иметь высокий коэффициент полезного действия (КПД). Для этого необ­ ходимо минимизировать рассеиваемые в виде тепла потери мощности.

Режим работы усилителя мощности (амплитуды напряжений и то­ ков) выбирают из условия максимального использования источника элек­ тропитания. В отличие от линейных каскадов, работающих со сравнитель­ но малыми уровнями сигналов, в усилителе мощности применяются близ­ кие к предельным режимы работы, захватывающие нелинейную область характеристик транзистора. Это приводит к возникновению нелинейных искажений сигнала, которые возрастают с увеличением амплитуды сигна­ ла. Кроме того, усилитель должен обеспечивать небольшое изменение вы­ ходного напряжения при вариации тока нагрузки, что возможно при малом выходном сопротивлении каскада.

Указанным требованиям в большей степени удовлетворяет схема эмиттерного повторителя (рис.5.4,а).

Рис. 5.4. Усилители мощности: на эмиттерном повторителе (а) и его характеристика (б), на комплементарной паре (в) и его характеристика (г), с компенсацией искажений (д)

Он имеет малое выходное сопротивление и значительный линейный участок проходной характеристики, которую можно аппроксимировать тремя участками (рис.5.4,б). При входном напряжении, не превышающем уровень отпирания транзистора ивх < U , эмиттерный ток можно считать нулевым и иВых = 0. Переход транзистора в активный режим при ивх > i f дает пропорциональную зависимость ивых- К 14ивх с коэффициентом усиле-

ния К и = I. Параметры каскада в линейном режиме К 1= Р; Двх = (Р+О# ^*вых = гэ = фт/Д- При входном напряжении, близком к напряжению исто1 ника питания (wBX= V), транзистор оказывается в насыщении и характер! стика имеет горизонтальный участок ивых s У-икэи.

Минимальные искажения при максимальной амплитуде сигнала можно получить, задав рабочую точку в середине линейного участка пре ходной характеристики. При этом КПД каскада, вычисленное как отноше­ ние мощностей выходного сигнала и потребляемой от источника питания г) = /о/ Р„ не превышает 25%. Для оценки эффективности каскада с рези стивной нагрузкой при синусоидальном сигнале можно воспользоваться очевидными соотношениями Р2= Um 1т/2 и Ри= F/0, причем Um=V/2; 1т-1о. Подстановка приведенных соотношений в выражение КПД дает значеш г| = 0,25. В рассмотренном каскаде постоянная составляющая тока эмитт. ра /0 практически не зависит от значения переменного сигнала.

Если в эмиттерном повторителе выбран режим нулевого тока покс i (рабочая точка находится в начале координат на проходной характерней ке), то транзистор будет пропускать ток только при положительном вход ном напряжении. При синусоидальном входном сигнале выходное напря жение каскада представляет собой последовательность положительных полуволн, т.е. происходит значительное искажение входного сигнала.

Для существенного повышения КПД с приемлемым уровнем иска жений применяется двухтактный усилитель мощности, содержащий ком плементарную пару взаимодополняющих транзисторов типа р-п-р и п-р~п работающих на общую нагрузку (рис.5.4,в). В положительной полуволне синусоидального входного напряжения работает транзистор Ti {п-р-п\ а Т закрыт. В нагрузке создается положительная полуволна тока, вызванного источником положительного напряжения. Через полупериод Т, запирается а транзистор Т2 {р-п-р) открывается, что приводит к образованию в нагруз­ ке отрицательной полуволны тока за счет источника отрицательного на пряжения.

Максимальная амплитуда выходного напряжения близка к напряжс нию источников питания Um= V. Постоянная составляющая (среднее зна чение за период) тока, проходящего через транзистор в течение полунериода, определяется соотношением /0= ljn . Удвоив это значение, с учетом потребления одинакового тока от положительного и отрицательного ие точников несложно вычислить КПД комплементарного эмиттерного по вторителя п = я/4. Таким образом, двухтактный выходной каскад обеспс чивает увеличение КПД примерно втрое по сравнению с однотактным.

Проходная характеристика комплементарного эмиттерного повтори теля при нулевых значениях токов покоя транзисторов может быть полу чена сложением характеристик каскадов на п-р-п и р-п-р транзисторах, т.е проходной характеристики (рис.5.4,б) с ее отражением относительно нача­

ла координат. Вследствие ненулевого напряжения отпирания транзистора U на проходной характеристике в окрестности начала координат имеется горизонтальный участок в форме ступеньки (рис.5.4,г). Наличие нелиней­ ного участка приводит к образованию нелинейных искажений выходного напряжения, возрастающих при уменьшении амплитуды сигнала.

Для компенсации нелинейности на базы транзисторов подаются до­ полнительные напряжения смешения, равные U Схемная реализация сме­ щения содержит полупроводниковые диоды Дь Дг, выполненные на осно­ ве транзисторных структур, и подключенный к источнику резистор R, за­ дающий ток диодов (рис.5.4,д). Транзистор Т0 служит для подведения к каскаду входного сигнала и выполняет функцию его предварительного усиления.

В некоторых случаях для усиления входного сигнала по напряжению выходной каскад выполняется на комплементарной паре транзисторов, включенных по схеме с ОЭ (нагрузкой в цепи коллекторов).

5.3. Операционные усилители

О п е р а ц и о н н ы м у с и л и т е л е м (ОУ), который является базо­ вым элементом большинства устройств обработки аналоговых электриче­ ских сигналов, называют усилитель постоянного тока, работающий в по­ лосе частот от нуля до десятков мегагерц и имеющий весьма большой ко­ эффициент усиления - от десятков тысяч до сотен миллионов, а также вы­ сокое входное сопротивление, обеспечивающее малые входные токи.

Типичная структура ОУ содержит входной дифференциальный кас­ кад, имеющий два входа с возможностью инвертирования поданного сиг­ нала, и усилители, формирующие проходную и выходную характеристики. Электропитание стандартных ОУ осуществляется от двух источников +УП и - Г п с общей точкой корпуса, что дает нулевые потенциалы входных и выходного зажимов при отсутствии входного сигнала, (рис. 5.5,а).

Рис.5.5. Схемное обозначение ОУ (д), его проходная (б) и частотная (в) характеристики

Усилители постоянного тока на электронных лампах были созданы в середине прошлого века для аналоговых вычислительных (моделирую­ щих) машин. Термин «операционный усилитель» связан с построением на его основе операционных блоков, выполняющих математические операции (суммирования, интегрирования). С разработкой в 1959 г. транзисторных ОУ повысилась их надежность, и существенно уменьшились габариты и

электропотребление. Эго привело к расширению области применения ОУ Развитие полупроводниковой интегральной электроники позволило заме1 но улучшить параметры ОУ и обеспечить невысокую их стоимость np.i массовом производстве, что обусловило их использование в различных устройствах автоматики и измерительной техники. Первый интегральный ОУ (рА702) был разработан и выпущен в 1963 г. В настоящее время вы пускаются сотни наименований интегральных ОУ.

Стандартный интегральный ОУ представляет собой многокаскадный усилитель, содержащий входной дифференциальный каскад, промежуточ­ ные и выходной каскады с непосредственными межкаскадными связями. Первые микросхемы ОУ были реализованы на биполярных структура Совершенствование технологии привело к совместному использованию в ОУ каскадов на биполярных и полевых транзисторах, причем вначале МОП-транзисторы применялись в дифференциальном входном каскаде для получения высокого входного сопротивления и весьма малых входных то­ ков. Дальнейшее развитие схемотехники и технологии позволило создать высококачественные ОУ исключительно на полевых транзисторах с ис­ пользованием МДП-технологии. Совместное применение аналоговых и цифровых преобразователей способствовало разработке ОУ с однополяр­ ным электропитанием, номиналы которого совпадают с напряжением ис­ точников питания цифровых логических элементов. Для удобства по строения аналоговых преобразователей выпускаются микросхемы, имею­ щие на одном кристалле два, три или четыре однотипных ОУ. Все ОУ можно разделить на группы, объединенные общей технологией и схемо­ техникой, точностными, динамическими и эксплуатационными характери­ стиками.

Основные классификационные параметры ОУ связывают преимуще­ ственно с проходной и амплитудно-частотной характеристиками. Проход­ ные характеристики ОУ по неинвертирующему ) и инвертирую­ щему ивь1Х(war2 ) входам имеют вид кривых, отраженных относительно вер­ тикальной оси (рис.5.5,б). Характеристику с достаточной степенью точно­ сти аппроксимируют прямолинейными участками: средним с наклоном

К и = Д£/вых/Д£/вх, определяющим коэффициент усиления по одному вхо

ду, и боковыми с постоянными уровнями выходного сигнала ±t/M, которые определяются напряжением источников электропитания UM= 0,8Fn. С проходной характеристикой связан точностный параметр ОУ, проявляю щийся в наличии постоянного напряжения на выходе при нулевом вход ном сигнале и называемый с м е щ е н и е м н у л е в о г о у р о в н я t/CM.

Частотная характеристика устойчивого ОУ (зависимость от частоты модуля и аргумента комплексного коэффициента передачи напряжения) должна иметь первый порядок и вплоть до частоты единичного усиления /i описываться соотношением