книги / Электроника электрофизические основы, микросхемотехника, приборы и устройства

ного напряжения UBX> U0 приводит к появлению тока стока и изменению выходного напряжения в соответствии с выражением

UBUX= Vc - k 0Rc(UM- U o)2.

При UBX—U0 =(УВЬ1Храбочая точка переходит на следующий участок

характеристики и описывается выражением

= К -^о)^вь,х Полученная характеристика подобна характеристике каскада ОЭ на

БТ и выходное напряжение принимает два значения, которые можно ин­ терпретировать как нулевой с/° и единичный U1уровни. Значение i f , вы­ численное из последнего выражения при UBX =Ul, будет снижаться при увеличении нагрузки Rc (приемлемым считают сопротивление Rc 20 RK, где RK- сопротивление канала, лежащее в пределах 1...5 кОм). Такой ре­ зистор занимает площадь примерно в 30 раз превышающую площадь тран­ зистора, и поэтому в качестве нагрузки используют транзистор Ти с инду­ цированным (или встроенным) каналом (рис.3.5,в).

При работе нагрузочного транзистора на пологом участке выходной характеристики он представляет собой нелинейную нагрузку. На спадаю­ щем участке характеристики «вход - выход» (рис.3.5,г) обеспечивается ее

наклон К и = »ГДе ^он - параметр нагрузочного транзистора. Кру­

тизна наклона проходной характеристики и значение напряжения нулево­ го уровня зависят от отношения ко/ к 0н.

В цифровой микроэлектронике широко используется комплеметарная МДП-структура. Применение взаимодополняющих транзисторов Т„ и Тр с каналами п- и p-типа, имеющих одинаковые параметры, обеспечивает полную симметрию схемы относительно входного и выходного сигналов (рис.3.6,а). Проходная характеристика также может быть построена по участкам с использованием кусочных моделей транзисторов.

Рис.3.6. КМОП-структура (а) и проходная характеристика (б)

При малом входном сигнале (UBX< Uon) закрыт транзистор Т„ и от­ сутствие тока стока /с„=0 приводит к высокому уровню выходного сигнала С/ВыХ=Кс. Соответственно, при больших значениях входного напряжения (Свх >VCUop) закрыт транзистор Тр и его ток стока !<#=0, что приводит к

низкому уровню выходного напряжения £/вых = 0. На переходных участках один транзистор работает на крутом участке характеристик, а другой - на пологом. При напряжении UBX ~ Vc/2 оба транзистора работают на поло­ гих участках и на проходной характеристике наблюдается весьма резкое изменение (скачок) выходного напряжения. Для уточнения характера за висимости необходимо учесть конечный наклон выходных характеристик транзисторов. Полученная проходная характеристика (рис.3.6,б) имее] симметричный вид. Отсутствие потребления каскадом тока в установив шихся (статических) режимах нулевого U°= 0 и единичного Ux= Vc логи­ ческих уровней относят к основным достоинствам схемы.

Преимущества симметричных структур обеспечили их широкое

на биполярных транзисторах с объединенными эмиттерами. Первоначаль­ но ДК были разработаны для усиления медленно изменяющихся (постоян­ ных) сигналов с весьма малым дрейфом нулевого уровня. Балансный кас­ кад усиливает разностный (дифференциальный) сигнал, подключенный между базами транзисторов, и практически не передает поданное на оба входа напряжение (синфазный сигнал).

Симметричная схема задания режима транзисторов обеспечивает при воздействии дестабилизирующих факторов одинаковое приращение постоянных составляющих коллекторных токов, что приводит к неизмен ности напряжения между коллекторами. Преимущества ДК в полной мерс проявились в интегральной технологии, позволившей реализовать элемен ты с высокой степенью идентичности. Дифференциальные усилители на­ шли широкое применение в аналоговых микросхемах усилителей и быст­ родействующих цифровых элементах на переключателях тока (схемах эмиттерно-связанной логики).

Схема дифференциального каскада содержит биполярные транзи­ сторы Т| и Т2 с идентичными параметрами. Одинаковые нагрузочные ре­ зисторы Як, подключенные к источникам постоянного напряжения V и то­ ка /0, обеспечивают режим работы каскада (рис.3.7,а). Для получения ха­ рактеристики на один вход (Вх1) следует подать изменяемое входное на­ пряжение £/вх, а на другой (Вх2) - фиксированный опорный сигнал С/0„. Уравнения каскада имеют вид

^к!,к2 ~ V ~ ^К^к1,к2 » /э ! + ^э2 “ h » Лс1,к2 = а ^э1.э2 »

где а - коэффициент передачи тока эмиттера; /э1, /э2 - эмиттерные токи от­ крытых транзисторов, описываемые соотношениями 'э , J Л^вх-^з)/Ф, ^э2 ~ ^эое(^оп-^э)/<Рт

Рис. 3.7. Схема (а) и характеристики (б) дифференциального каскада

При равенстве входного и опорного напряжений (С/вх = Uon) из сим­ метрии схемы следует /к1 = /к2 = /о/2 и U3\ = С/э2 = U3 = Uon - U . Напряжения на коллекторах также имеют одинаковые значения С/к1к2 ~ V ~ a R KI0/2

(рис.3.7,б). Если входное напряжение уменьшить на небольшую величину UBX~Uon—Ua , то транзистор Т2 останется открытым и значение потенциа­ ла его эмиттера не изменится. Следовательно, останется прежним и потен­ циал объединенных эмиттеров С/э = Uon ~ U При этом напряжение U(,3\ транзистора Т х уменьшится: С/бЭ1 = СУ ~Un, что приведет к быстрому сни­ жению тока. Так, небольшая дифференциальная разность С/д =2,3<рт = 60мВ вызывает уменьшение тока на порядок. Следовательно, транзистор Т| за­

чески весь ток источника замыкается через транзистор Т2, т.е. /э2 ~ /о. На­ пряжение его коллектора становится минимальным: С/к2 ~ V - ORKIQ= i f Дальнейшее уменьшение входного сигнала до нуля практически не изме­ няет полученного распределения токов и напряжений.

При увеличении входного напряжения С/вх = Uon + С/д транзистор Ti останется открытым и будет определять общий потенциал эмиттеров:

и ъ= изХ= С/вх -и*= Uon-U* + ий.

Это вызывает снижение напряжения на переходе транзистора Т2 на значе­ ние С/д и приводит к быстрому уменьшению тока через Т2 до его полного запирания.

Таким образом, под действием входного напряжения ток источника перераспределяется между транзисторами, т.е. происходит переключение транзисторов. Это позволяет использовать дифференциальный каскад в качестве двоичного логического элемента (ЛЭ). Достоинством такого ЛЭ является одновременное наличие на выходах сигналов с противополож­ ными уровнями (парафазных), т. е. когда на коллекторе Ti присутствует C U 1= С/* , на другом выходе имеем t/Bblx2 = £/'.

К каскадам, полученным в результате совершенствования схемотех ники элементов интегральной технологии, относится схема на биполярного транзисторе с инжекционным питанием. Ток транзистора задается источ ником, подключенным к отдельному электроду (инжектору), который со единен с областью полупроводника, имеющего одинаковый с базой тин электропроводности (рис.3.8,о).

Рис. 3.8. Структура транзистора с инжектором (о), эквивалентная схема (б), каскадное соединение (в) и проходная характеристика (г)

Общая область эмиттеров для множества транзисторов при их вер­ тикальном расположении и, как следствие, отсутствие изолирующих об­ ластей между каскадами позволяет получить большую плотность размс щения элементов на поверхности кристалла. Высокая степень интеграции и малая потребляемая мощность при низком напряжении электропитания обусловили их использование в экономичных цифровых БИС.

Эквивалентную схему представленной структуры можно изобрази ;ъ в виде многоколлекторного транзистора Т с подключенным к его выводам каскадом по схеме с ОБ на транзисторе Ти типа р\-п-р. Область эмиттера Ти соединена с выводом инжектора, подключенного к источнику электро­ питания Vи (рис.3.8,б). Если приложенное напряжение превышает уровень отпирания перехода V„ > if, то происходит инжекция дырок из области /;, в область п. Дальнейший путь носителей зависит от потенциала базы тран­ зистора Т. При UQ>U переход «база - эмиттер» открыт и возникает ток /о, а при U6<U переход «база - эмиттер» закрыт и заряд дырок должен быть скомпенсирован зарядом доставленных из внешней цепи электронов.

Термин «инжекционное питание» означает, что электрическая энер­ гия, необходимая для преобразования сигналов, вводится инжекцией но­ сителей из области pi за счет источника сравнительно низкого напряжения

Перераспределение тока инжектора между различными ветвями це­ пи обеспечивается при работе схемы в цепочке одинаковых каскадов (рис.3.8,в). Для удобства анализа показаны только два транзистора цепоч­ ки: исследуемый Т и предшествующий Т3. Общий для всей цепочки ин­

жектирующий транзистор представлен в виде источника тока /и. Если на входе Т3, действует сигнал высокого уровня Ul > lf, то он находится в со­ стоянии насыщения (открыты оба перехода) и ток источника /и замыкается по цепи «коллектор - эмиттер Т3». Транзистор Т находится в запертом со­ стоянии вследствие выполнения условия й юи < i f При подаче сигнала, запирающего Т3, уменьшится его коллекторный ток, что приведет к повы­ шению потенциала коллектора и соединенной с ним базы Т. При дости­ жении значения U6- U базовый переход откроется и токи /б и /к будут бы­ стро нарастать. Следовательно, произойдет переключение тока инжектора из коллекторной цепи Т3 в базовую цепь Т. В зависимости от уровня внеш­ него сигнала изменяются напряжения на входе и выходе транзистора Т, формируя проходную характеристику каскада (рис.3.8,г). Каскад может ис­ пользоваться в качестве двоичного логического элемента с ориентировоч­ ными уровнями напряжений С/°= 0,1 В и U x= 0,6В.

Схемотехника полупроводниковых устройств не ограничивается приведенными наиболее распространенными каскадами и постоянно со­ вершенствуется по мере развития технологии.

3.3. Источники напряжения и тока

Источники (стабилизаторы) постоянного напряжения и тока предна­ значены для получения неизменных в заданных пределах уровней напря­ жения или тока. Они широко применяются в ИМС для обеспечения элек­ тропитания, задания режимов каскадов, смещения рабочих точек на характеристиках элементов. Источники, как правило, реализуются на базе схем четырехполюсников с использованием нелинейных характеристик.

Принцип действия параметрических микроэлектронных стабилиза­ торов основан на использовании нелинейной зависимости параметра по­ лупроводникового компонента от режима. Рабочий участок вольтамперной характеристики регулирующего элемента обеспечивает незначи­ тельные вариации выходного напряжения или тока при существенном из­ менении входной величины. Для повышения качества выходного напря­ жения разработаны более сложные компенсационные стабилизаторы, функционирование которых основано на свойствах транзисторных каска­ дов.

И с т о ч н и к и н а п р я ж е н и я (параметрическиестабилизаторы напряжения) содержат стабилитроны, использующие обратную ветвь ха­ рактеристики р-п перехода. В области пробоя перехода наблюдается зна­ чительное возрастание тока при небольшом изменении напряжения вблизи уровня стабилизации £/ст (рис.3.9,а). В интегральной схемотехнике пре­ имущественно используют стабилитроны, выполненные на основе обратно смещенного перехода «эмиттер - база» интегрального транзистора (рис.3.9,б).

Типичные значения выходной проводимости gет = h22 источника то­ ка на БТ лежат в пределах сотен килоом. В схемах токовых зеркал, как правило, используют одну задающую схему (источник напряжения, рези стор R и транзистор Т| ) для управления целой группой транзисторов Т2. В МДП-технологии применяют аналогичные схемы отражателей тока на по левых транзисторах.

КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ

1.В чем состоят особенности изготовления интегральных микросхем по биполяг ной технологии и как это отражается на их свойствах?

2.Какие факторы определяют типичные структуры интегральных МДПтранзи­ сторов?

3.Какова последовательность операций формирования структуры интегральной микросхемы?

4.Какие функции выполняют элементы транзисторного каскада?

5.Какие типичные участки можно выделить на статической проходной характери­ стике каскада на БТ по схеме с ОЭ?

6.В чем состоят отличия проходных характеристик каскада на МДП-транзисторе с линейной и нелинейной нагрузками?

7.Каковы особенности проходной характеристики КМОП-каскада?

8.В чем заключаются преимущества дифференциального каскада по сравнению е однотранзисторным?

9.Что означает термин «транзистор с инжекционным питанием»?

10.Какие электронные устройства относят к стабилизаторам напряжения и тока?

11.На чем основан принцип работы параметрического стабилизатора напряжения?

12.Каковы способы реализации транзисторных источников тока?

Глава 4

ЭЛЕМЕНТЫ ОПТОЭЛЕКТРОНИКИ

4.1. Определение, основные характеристики и параметры

О п т о э л е к т р о н и к о й называют научно-техническое направле­ ние, посвященное совместному исследованию и описанию электронных и оптических явлений, а также раздел электроники, охватывающий пробле­ мы создания оптоэлектронных приборов (в основном методами микро­ электронной технологии). Назначение оптоэлектроники состоит в эффек­ тивном решении ряда задач обработки информации (получения, хранения, преобразования, отображения).

Физическую основу оптоэлектроники составляют явления, методы и средства, для которых принципиально единство оптических и электронных процессов. Техническую базу оптоэлектроники определяют конструктив­ но-технологические решения микроэлектроники: миниатюризация, инте­ грация элементов и функций, использование планарной и групповой тех­ нологии.

Возможность передачи информации с использованием световых сиг­ налов берет начало в глубокой древности и постоянно совершенствуется. Истоки оптоэлектроники в современном ее понимании можно отнести к 1864 г., когда Дж. К. Максвеллом была обоснована система уравнений электродинамики, в одном из выводов которой утверждались электромаг­ нитная природа света и единство оптического излучения и радиоволн. Эта теория объяснила совокупность результатов экспериментальных исследо­ ваний оптических явлений (дифракции, интерференции, спектрального разложения) и послужила стимулом дальнейшего развития теории оптиче­ ских явлений. В 1900 г. М. Планк создал теорию теплового излучения све­ та в виде квантов (фотонов) с энергией p - t i v , где Й- постоянная Планка,

V- частота световых колебаний. Истоки отдельных направлений оптоэлек­ троники были созданы в XIX веке, а их воплощение относится ко второй половине XX столетия. Например, жидкокристаллическое (метафазное) состояние в некоторых органических веществах было обнаружено ботани­ ками в 1888 г., а жидкокристаллические индикаторы созданы в 1969 г. Важнейшим этапом развития оптоэлектроники считают создание источни­ ков когерентного излучения. В 1917 г. А. Эйнштейн доказал возможность вынужденного (индуцированного) излучения в электронных переходах. Экспериментально это было реализовано в 1954 г, когда А. М. Прохоро­

вым и Н. Г. Басовым был создан молекулярный генератор на аммиаке, ра ботающий с длиной волны X = 1,24 см. В 1963 г. ученый из США Хол. разработал полупроводниковый лазер с X - 900 нм на основе арсенида гал лия. Существенный вклад в исследование явлений в полупроводниковых гетеропереходах и создание на их основе оптоэлектронных приборов внес Ж. И. Алферов в период с 1963 по 1967 г.

Развитие оптики и квантовой электроники привело к возникновению интегральной оптики и созданию интегрально-оптических систем, анало гичных полупроводниковым элементам микроэлектроники по назначению и технологии изготовления, но использующих в качестве переносчика ин формации поток фотонов. Разнообразие физических эффектов позволило реализовать множество различных приборов: оптоэлектронные датчики, оптические вычислительные и запоминающие устройства, индикаторы для отображения информации, волоконно-оптические линии связи.

Распространению устройств оптоэлектроники способствуют их пре­ имущества: весьма большой частотный диапазон преобразуемых сигналов, гальваническая развязка между входной и выходной цепями, большая ин формационная емкость и высокое быстродействие оптических каналов связи. К недостаткам оптоэлектронных компонентов можно отнести: срав­ нительно большую потребляемую электрическую мощность; плохую вре­ менную и температурную стабильность характеристик; технологические сложности изготовления.

Свойства оптоэлектронных систем определяются механизмом взаи­ модействия излучения с веществом в оптическом диапазоне, включающем сигналы с длиной волны от 10-8м (10нм) до 10"4м (100мкм). Волны с меньшей длиной волны относят к мягкому рентгеновскому излучению, а е большей - к субмиллиметровым радиоволнам. Видимая часть оптического диапазона занимает узкий участок с длиной волны от 0,38 до 0,77 мкм: слева располагаются области ультрафиолетового с X от 0,38 мкм до 1нм. справа - инфракрасного с X =1000...0,77 мкм излучений. Наиболее освоен­ ной в техническом плане является область с длиной волны 0,2...50 мкм, которой соответствует частотный диапазон от 1013 до 1015 Гц.

Элементы оптоэлектроники описывают двумя типами характеристик и соответствующих параметров: оптическими и электрическими. Электро­ магнитные колебания светового диапазона, удовлетворяющие уравнениям классической электродинамики, можно характеризовать электрической со­ ставляющей плоского электромагнитного поля:

È = ёхЕ0cos[27i// + 2п(п/c)z],

где Е - вектор напряженности электрического поля амплитудой Е0 с поля­ ризацией, т.е. направлением по орту ех\ п,с - показатель преломления и скорость света в среде при распространении вдоль координаты z.