книги / Справочник по микроэлектронной импульсной технике

Делители частоты на ИЛЭ ТТЛ с времязадающими R C - ц е и я м и

Принципиальные схемы делителей частоты на ИЛЭ И—НЕ и ИЛИ—НЕ ТТЛ на основе заторможенных генераторов с резистивно-емкостной и двухпетлевой обратными

заторможенный генератор на ИЛЭ ТТЛ с двухпетлевой обратной связью (см. рис. 7.11). У него меньшее время восстановления исходного^ состояния tB, определяемое выраже­ нием (7.46), и лучшая стабильность формирования временного интервала /0*

Делители частоты на ИЛЭ ТТЛ с перезарядом конденсатора ВЗЦ

Делители частоты на основе заторможенных генераторов на ИЛЭ И—НЕ и ИЛИ— НЕ ТТЛ с перезарядом конденсатора ВЗЦ отличаются высокой стабильностью форми­ рования временного интервала и малым временем восстановления, определяемым вы­ ражением (7.51). Принцип работы таких делителей и основные расчетные соотношения соответствуют заторможенным мультивибраторам (см. рис. 7.12, а, г) при Гвх < /и, где

181

/и __ длительность выходных импульсов мультивибраторов. Для нормальной работа делителей с заданным коэффициентом деления и периодом следования входных импуль­ сов необходимо выполнить условия (7.83).

Принципиальная схема делителя частоты на ИЛЭ И—НЕ ТТЛ с перезарядом кон­ денсатора ВЗЦ по структурной схеме на рис. 7.17, в показана на рис. 7.24, а. Работу делителя рассмотрим на примере гармонического (синусоидального) входного синхро­ низирующего напряжения (ивх на рис. 7.24, б). Используем синхронизацию положитель­ ной полуволной гармонического напряжения, так как зоны синхронизации в этом слу­ чае шире, чем при синхронизации отрицательной полуволной.

Синхронизирующие импульсы гармонического напряжения подаются на вход син­ хронного /^-триггера с прямыми входами на ИЛЭ D D l.l, DDJ.2, DDI.3 и DD1.4. Диод VD5 ограничивает отрицательную полуволну входного синусоидального напряжения* что предохраняет входы ИЛЭ DD1.3 и DD1.4 от воздействия отрицательного напряжения (см. UhXmin в табл. 7.1). На информационные входы триггера через инверторы DD1.5

Триггер переключается под воздействием положительной полуволны синхроимпуль­

демпфирующий диод на входе ИЛЭ ТТЛ и перезаряд конденсатора прекращается. При указанных условиях длительности временных интервалов / 0 и h определяются аналогич­ но длительности выходных импульсов заторможенного мультивибратора на ИЛЭ ТТЛ с перезарядом конденсатора ВЗЦ (см. рис. 7.12, а)

Для устойчивой работы делителя с заданным коэффициентом деления п при абсо­

лютно стабильном периоде входного синхронизирующего гармонического напряжения необходимо выполнить условия:

182

ниями времязадающих резисторов ВЗЦ из-за больших входных вытекающих токов эле­ ментов ТТЛ. Для получения больших коэффициентов деления п делители следует выпол­ нять на основе ГИБС. Принципиальная схема такого делителя на ИЛЭ И—НЕ, построен­ ного в соответствии со структурной схемой на рис. 7.18, в, изображена на рис. 7.25, а. Временные диаграммы показаны на рис. 7.25, б. В состав делителя входят: логические элементы И—НЕ DD1.1 и DD1.2 (первый триггер); DDL3 и DD1.4 (второй триггер), включенные по схеме /^три ггера с инверсными входами; ВЗЦ с перезарядом конден­ сатора С, подключенная к выходам первого триггера; трехвходовой элемент совпадения (ИЛЭ DD1.5). Управляющие сигналы с выходов ВЗЦ переключают триггеры по одному из входов. По другим вводам оба триггера переключаются управляющим сигналом с вы­ хода элемента DDI.5 на вхоАы которого подаются выходные напряжения с выходов

триггеров и входные синхронизирующие импульсы.

Входные синхронизирующие импульсы не воздействуют на генератор до тех пор, пока не произойдет последовательный перезаряд конденсатора С сначала в прямом (за время /0), а затем в обратном (за время tj) направлениях, что и определяет коэффициент деления п делителя и период следования его выходных импульсов Т,

При работе делитеЛ* в реЖиме больших коэффициентов деления легко выполняются

183

ностей автоколебательного и заторможенного мультивибраторов на ИЛЭ ТТЛ с переза» рядом конденсатора ВЗЦ

ления п и при абсолютно стабильном периоде следования входных импульсов необходи­ мо, чтобы интервал / 0 + U лежал в пределах от (п — 1) Тъх + /н вх до пТъх.

Основным преимуществом делителя частоты на основе ГИБС является возможность получения больших коэффициентов деления п при высокой скважности выходных импуль­ сов делителя. Однако для нормальной его работы с большими п необходимо выполнить более жесткие условия, чем для делителей на основе заторможенных мультивибраторов.

8 . МЕТОДЫ СТАБИЛИЗАЦИИ ИМПУЛЬСНЫХ УСТРОЙСТВ НА ИЛЭ ТТЛ

Диодная компенсация нестабильности импульсных устройств на ИЛЭ ТТЛ

Выходные напряжения ИЛЭ ТТЛ А£/вых = £/вых — £/ВЬ1Я соизмеримы с величиной UD (см. табл. 7.1), сильно зависящей от температуры. Так, например, изменение темпе­ ратуры окружающей среды на 1 °С приводит к изменению UD на 0,1 В. Поэтому, при­

меняя в качестве ВЗЦ /?С-цепи с управляющими диодами для уменьшения дестабили­ зирующего воздействия температуры на временные параметры ИУ на ИЛЭ ТТЛ, следует проводить диодную компенсацию нестабильности.

В мультивибраторе на ИЛЭ ТТЛ с перезарядом конденсатора ВЗЦ (см. рис. 7.7, д), например, такой компенсации следует подвергнуть диоды VD1 и VD2, обеспечивающие перезаряд конденсатора С, и защитные диоды VD3 и VD4, предохраняющие входы ИЛЭ

от перенапряжения. Для этого необходимо включить один или несколько дополнитель­ ных диодов таким образом, чтобы они компенсировали температурные изменения вели­ чин UD диодов VDJ, VD2, VD3 и VD4.

На рис. 7.26, а показана одна из возможных схем включения компенсирующего диода VD5. Резистор R3 и источник отрицательного напряжения — Е обеспечивают по­ стоянное смещение диода VD5 в прямом направлении. С учетом дополнительной компен­ сирующей резисторно-диодной цепи выражение (7.35) при £ 3 = 0 для длительностей вы­ ходных импульсов мультивибратора преобразуется к виду

184

Если для расширения допустимых пределов сопротивления времязадающих рези­ сторов и уменьшения дестабилизирующего влияния пороговых и выходных напряжена»! ИЛЭ в мультивибратор с перезарядом конденсатора ВЗЦ необходимо ввести дополни­ тельное зарядное напряжение — Е3, то возможное включение компенсирующей резистор­ но-диодной цепи показано на рис. 7.26, б. В этом случае согласно выражениям (7.35)

Таким образом, как следует из формул (7.90) и (7.91), длительности импульсов мультивибраторов на ИЛЭ ТТЛ с перезарядом конденсатора ВЗЦ с дополнительным зарядным напряжением и без него, при принятых условиях, практически не зависят от изменений обратных напряжений диодов UD. Причем, чем в большей степени выпол­

няются принятые условия, тем в большей степени компенсирующие диодно-резисторные цепи обеспечивают стабилизацию временных параметров мультивибраторов.

Общей методикой проведения диодной компенсации нестабильности в ИУ может быть следующая. Длительность временного интервала, формируемого в процессе накоп­ ления заряда емкостью конденсатора ВЗЦ с управляющими диодами, в общем случае определяется выражением

ное асимптотическое; р — количество диодов, обеспечивающих работу ВЗЦ и влияю­

откуда следует, что при определенных сочетаниях коэффициентовР, st g n h длительность *и не зависит от UD с точностью до разности характеристик диодов (последнюю можно

сделать минимальной при единой технологии изготовления интегральных р-п-перехо­ дов). Коэффициенты или способы включения дополнительных диодов подбираются в каж­ дом конкретном случае по-разному. Общим для всех случаев может служить следующий подбор: обеспечивается первое условие р = st а затем выполняется условие р = s = = | — g | = | — Л |, т. е. сначала обеспечивается пропорциональное изменение величин и вх -(0 ) и ивх (*и) П°Д воздействием дестабилизирующих факторов, а потом вводится до­

полнительное дестабилизирующее воздействие с тем же коэффициентом пропорциональ­ ности на предельное значение времязадающего напряжения ывх (оо). Так выполняется

диодная компенсация нестабильности в заторможенных мультивибраторах, генераторах импульсов большой скважности, многофазных генераторах, делителях частоты и в дру­ гих ИУ на ИМС.

Стабилизация импульсных устройств на ИЛЭ ТТЛ с помощью транзисторных времязадающих устройств

Для оптимизации параметров ВЗЦ, например мультивибратора на ИЛЭ ТТЛ с пе­ резарядом конденсатора, используются ВЗУ с транзисторными компараторами (рис. 7.27, а). В отличие от аналогичного мультивибратора на рис. 7.8, а, где роль

185

компаратора (СС или нуль-органа) выполняют сами логические элементы, сравнивающие времязадающие напряжения с пороговым напряжением переключения ИЛЭ, в мульти­ вибраторе с транзисторным ВЗУ функцию сравнения времязадающего и опорного напряжения Uon = уЕ, где 0 < у < 1, выполняют переходы база—эмиттер биполярных транзисторов VT1 и VT2.

Мультивибратор на ИЛЭ переключается при равенстве времязадающего напряже­ ния на одной из обкладок конденсатора С/, формируемого в процессе его перезаряда через резистор /?/ или R2, диод VD1 или VD2, выход ИЛЭ DD1.1 или DD1.2, источник заряд­ ного напряжения — Е3 и опорного напряжения уЕ после отпирания одного из транзи­

сторов VTJ или VT2. Отпирание транзистора эквивалентно подаче нулевого управляющего сигнала на один из входов ^5-триггера с инверсными входами на ИЛЭ DD1.1 и

Без учета падений напряжения на смещенных в прямом направлении диодах и пере­ ходах база—эмиттер управляющих транзисторов длительность выходных импульсов мультивибратора определяется по формуле

схем ТТЛ.

Опорное напряжение уЕ формируется двумя способами: из напряжения источник^

186

Wi + Я2). Как следует из формулы (7.94), второй способ формирования опорного напря* жения у^вых лУчше» так как длительности выходных импульсо в при этом меньше под­

вержены дестабилизирующему воздействию напряжений. Возможность изменять коэф­ фициент у, например путем изменения сопротивления резистора R2 (рис. 7.27, б), позво­ ляет подбирать такие значения опорного напряжения уЕ, при которых относительная нестабильность длительностей выходных импульсов минимальна, а эффективность муль­ тивибратора максимальная, т. е. оптимизировать параметры ВЗУ (см. табл. 3.3.).

Времязадающее устройство с транзисторными компараторами можно использовать при построении всех других ИУ на ИЛЭ ТТЛ. При этом возможно применение других видов ВЗЦ. Например, двухфазный генератор импульсов на ИЛЭ И—НЕ ТТЛ с транвисторными ВЗУ строится в соответствии с принципиальной схемой на рис. 7.28. От­ личается такой генератор от аналогичного генератора с ВЗЦ без управляющих транзи­ сторов (см. рис. 7.16, а) отсутствием допустимого интервала времени (доп (см. рис. 7.17, б),

что расширяет диапазон получаемых фазовых соотношений, наряду с простотой расчета генератора.

Расчетные соотношения двухфазного генератора (рис. 7.28) с диодной компенсацией определяются в соответствии с выражениями (7.58), где

Выражения (7.95) справедливы при использовании резисторных делителей по схеме на рис. 7.27, б в качестве формирователей опорных напряжений V i^^x и Уг^вых* Так

как при использовании транзисторных ВЗУ управляющие напряжения на коллекторах транзисторов имеют почти прямоугольную форму, то построение зон синхронизации де­ лителей частоты на ИЛЭ с такими ВЗУ и их расчет производятся по методике, изложен­ ной для делителей с почти прямоугольной формой ВЗН. При выборе коэффициентов у в ИУ на ИЛЭ ТТЛ с транзисторными ВЗУ следует помнить, что для нормальной работо­ способности таких устройств напряжение на коллекторах управляющих транзисторов

должно быть меньше порогового напряжения и пх переключения ИЛЭ ТТЛ.

Стабилизация импульсных устройств на ИЛЭ ТТЛ с помощью резисторных

отрицательных обратных связей

Нестабильности длительностей временных интервалов ИУ на ИЛЭ ТТЛ, вызванные флуктуациями пороговых входных и выходных напряжений логических элементов, зна­ чительно снижаются при включении в устройства инверторов на ИЛЭ ТТЛ, охваченных резисторной отрицательной обратной связью по постоянному току [17].

Выходное напряжение инвертора на ИЛЭ ТТЛ, охваченного такой обратной связью (рис. 7.29, а и б), определяется из эквивалентной схемы (рис. 7.29, в)

187

Рассмотрим, например, стабилизацию длительности выходных импульсов затормо­ женного мультивибратора на ИЛЭ И—НЕ ТТЛ с перезарядом конденсатора ВЗЦ (см. рис. 7.12, а). Для предотвращения перенапряжения по входам логических элемен­ тов в таком мультивибраторе необходим защитный диод VD2, поэтому ИЛЭ DD1.2, согласно принятой на рис. 7.8, в аппроксимации передаточной характеристики ИЛЭ

ТТЛ с диодом на входе, переключается при входном напряжении Ulul = U^ — UD.

Для обеспечения стабилизации длительности выходных импульсов мультивибратора используются инверторы на ИЛЭ DDLS и DD1.4 с диодами VD5 и VD6 на входах, охва­ ченных резисторной обратной связью (рис. 7.30, а). В исходном состоянии на выходах ИЛЭ DD1.1 и DD1.2 низкий и высокий логические уровни напряжений соответственно. Диод VD3 закрыт, а диод VD4 открыт. Выходное напряжение ИЛЭ DD1.3 с диодом VD5 на входе и цепью отрицательной обратной связи на резисторах R2 и R3, в соответ­

ствии с формулой (7.97), и 1вш3 = (£7* — UD5) (Я2 + ЯзУЯг* На выходе ИЛЭ DDIA,

жения UlBblx3. При поступлении входного запускающего импульса отрицательной по­ лярности мультивибратор изменяет свое состояние на противоположное, а выходные напряжения ИЛЭ DD1.3 и DD1.4 U°Bblx3 = 0, U ^ yA = (Uln - UD6)(Rt + Rs)/Rb.

Возвращение мультивибратора в исходное состояние происходит под воздействием времязадающего напряжения, экспоненциально изменяющегося с постоянной времени т & RXC от(£/зЫх3+ ^ ЫХ4) ДО 0 в процессе перезаряда конденсатора С через выходы

ИЛЭ DD1.3, DD.1.4 и резистор RJ. Длительность сформированного таким образом им­ пульса при идентичности характеристик диодов VD2, VD5, VD6 и пороговых напряжений ИЛЭ DD1.2, DDL3, DD1.4

Для обеспечения стабилизации частоты следования выходных импульсов автоколе­ бательного мультивибратора на ИЛЭ ТТЛ с перезарядом конденсатора ВЗЦ следует воспользоваться принципиальной схемой мультивибратора, показанной на рис. 7.30, б.

Стабилизация импульсных устройств

на ИЛЭ ТТЛ с помощью диодно-транзисторных времязадающих устройств

Один из наиболее эффективных бескварцевых методов стабилизации ИУ на ИЛЭ ^ применение ВЗУ с диодными компараторами и управляющими транзисторами для фор­ мирования временных интервалов. Как следует из принципа работы такого ВЗу

188

(см. гл. 6 .2 ), в качестве управляющих сигналов в нем используются напряжения с кол­ лекторов управляющих транзисторов. Сигнал на переключение ИЛЭ подается в момент одновременного появления высоких уровней напряжений на коллекторах транзисторов управления. Такое состояние ВЗУ наступает после отпирания одного из диодов компа­ ратора и последующего запирания одного из управ­

&S-, //С -и Г-триггеров.

Рассмотрим работу делителя частоты на основе цифрового автомата на ИЛЭ И—НЕ ТТЛ с диодно-транзисторным ВЗУ (рис. 7.31, а). Наиболее полно достоинства диодно­

В состав делителя входят: цифровой автомат на ИЛЭ И—НЕ DD1.1 — DD1.6, син­ тезированный в соответствии с табл. 7,3; диоды VD1 и VD3, обеспечивающие перезаряд

конденсатора С/ через резисторы R1 и R3\ диоды VD2 и VD4, обеспечивающие переза­ ряд конденсатора С2 через резисторы R2 и R4\ диоды VD7 и VD8, сравнивающие на­ пряжения на обкладках конденсаторов С1 и С2\ управляющие транзисторы VT1 и VT2; компенсирующие диоды VD9 и VD10, включенные последовательно с диодами компа­ ратора VD7 и VD8. Цифровой автомат представляет собой двухступенчатый триггер, где первой ступенью является RS-триггер с инверсными входами (ИЛЭ DD1.5 и DDL6), а второй — синхронный /?5-триггер с прямыми входами (ИЭЛ DD1.1—DD1.4). Вход­ ные синхронизирующие импульсы подаются на синхронный вход второго триггера (ивк

на рис. 7.31, а). ВЗУ подключается к выходам цифрового автомата (второго триггера),

189

а управляющие сигналы с коллекторов транзисторов VT1 и VT2 ВЗУ поступают на вхо­

жение (£/вых на рис. 7.31, б). Конденсатор С1 перезаряжается в прямом направлении через

в единичном состоянии (выход ИЛЭ DD1.6) по 5-входу. Конденсатор С2 при этом переза­ ряжается в обратном направлении через выход ИЛЭ DD1.1, диод VD4t резистор R2 и выход ИЛЭ DD1.2. При перезаряде конденсатора С1 в прямом, а С2 — в обратном на­ правлениях напряжение их на катоде диода VD5 экспоненциально увеличивается от

— Иъ стремясь к (£ 1вых—^ D)> а напряжение i^Ha катоде диода VD7—экспоненциально

уменьшается от U2, стремясь к 0 .

При рассмотренных процессах, протекающих в делителе, входные синхронизирую­ щие импульсы с периодом следования Твх и длительностью /и вх не оказывают воздей­

ствия на цифровой автомат до тех пор, пока на 5-вход синхронного /?5-триггера с пря­ мыми входами не поступит положительный управляющий сигнал с выхода ВЗУ.

Указанный сигнал формируется после отпирания опорных диодов VD7 и VD9 диод­ ного компаратора (под воздействием противофазно изменяющихся времязадающих напряжений их и и2) и последующего запирания управляющего транзистора VT2 из-за резкого уменьшения тока перезаряда конденсатора С1. Отпирание опорных диодов VD7

поступлении очередного синхронизирующего импульса положительной полярности на третий вход ИЛЭ DD1.4 синхронный ^5-триггер изменяет свое состояние на противо­ положное (/ = (3) по 5-входу.

При t > / 3 конденсаторы С1 и С2 перезаряжаются в противоположных направле­ ниях, транзистор VT1 удерживается в открытом состоянии током перезаряда конденса­ тора С/, а первый /?5-триггер с инверсными входами находится в нулевом состоянии

(выход ИЛЭ DD1.6) по R-входу. Перезаряд конденсаторов продолжается до момента отпирания опорных диодов VD8 и VD10, после чего управляющий транзистор VT1 за­ крывается, а положительный перепад напряжения с его коллектора поступает на

R- и R-входы триггеров (/ = t4). Это обеспечивает условия для переключения синхрон­ ного /?5-триггера очередным синхронизирующим импульсом в исходное состояние по tf-входу (t = (6).

Таким образом, в процессе последовательного переключения первого и второго /?5-триггеров под воздействием управляющих сигналов с выходов ВЗУ и входных син­ хронизирующих импульсов на выходе цифрового автомата (ивых на рис. 7.31, б) форми­

руется последовательность импульсов с периодом следования 7\ пропорциональным периоду следования синхронизирующих импульсов Тпх с коэффициентом пропорциональ­

ности, определяемым временем перезаряда конденсаторов С1 и С2 (t0и tx на рис. 7.31, б). При принятых на рис. 7.31, б обозначениях

u i (М = ^ 4(7£) — Т ^ бых*» (^г) = (72 = 2 £ пых Т^вых U D * (7.99)

Максимальная стабильность частоты и эффективность генератора с ВЗЦ вида б обеспечиваются при равных постоянных времени перезаряда конденсаторов С1 и С2 (см. табл. 3 .3 .). Тогда при Rx = R2 = R3 = R*> Ci *= С* = С длительность временного

190