книги / Цифровая обработка сигналов в измерительной технике
..pdfТаким образом, член второго порядка малости следует учитывать только при очень малых коэффициентах искажений, когда kw + Ыт<
< у (соАймаке + соАлманс)* Если же коэффициент гармоник не мал,
то AŸ'ts <£ ДУ«. Пренебрегая в этом случае членом |
ДУ^ |
и |
оценивая |
|||||||||
погрешность АУ]Ъпо максимуму, находим |
|
|
|
|
|
|||||||
| Д У /з | — | А Y *3 I ^ |
^ |
(Аймаке | X i |макс | %2 |макс |
Аймаке | %2 |макс | |
|ыакс)- |
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
(93) |
Оценка (93) справедлива и для сигналов, близких к гармоническим, |
||||||||||||
но она дает в этом случае завышенную погрешность по |
сравнению |
|||||||||||
с оценками |
(91) |
и (92). |
|
|
|
|
|
|
|
|||
Пример. Пусть, |
например, динамические |
погрешности |
Аймаке ~ |
^2мака ^ |
||||||||
= 20 мкс и £1r = |
k*r = |
kT. Тогда при |
частоте входного сигнала 50 Гц из формул |
|||||||||
(91). (92) имеем |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
| ДУ)3 1 = |
2,8 • {Q~4kt |
| ДКз, | а |
7,8 • |
К Г ^ А , , |
|
|
|||||
откуда, при |
кт> |
0,3 %, |
находим |ДУ^3 | < |
|ДК'<3| |
и |
| ДУЯ | =г |
[ ДК'з |_ |
|||||
В то же время из |
формулы (93) получаем оценку |
| ДУа | га 1,25 • 10-** |
||||||||||
Оценка (93) оказывается завышенной прд kv < 50 %. |
|
|
|
|
||||||||
Рассмотрим |
комбинированное |
использование |
времяимпульсного |
и частотно-импульсного преобразователей при взаимно корреляцион ной обработке двумерных сигналов (3). Пусть сигнал x1 (t) преобразу ется в точках дискретизации. во временной интервал At = схг (t + + А/), а сигнал х2— в пропорциональную частоту следования импуль сов. Тогда измеряемое значение сигнала
J V - T T ' J
t
Таким образом, в каждой точке дискретизации i{ значение алго
ритмической функции |
ti+Atc |
t ^ t { |
|
_ |
’ _ _ |
||
f ( t , ) = l X u X 2i = x1(t[+ |
С x2{t')dt' = — |
J x2{t’)dtr. |
|
|
|
*i |
h |
Величину Y запишем в виде
тт *+д*
Ÿ = ± ^ ï( t) d t = -± -^ d t |
J x2(t')dt'. |
|
0 |
0 |
ï |
Изменяя порядок интегрирования, представим интеграл как сумму
интегралов по трем областям в плоскости переменных |
Ï |
(рис. 8): |
||||||
Y = сТ |
(Mjy |
V |
T |
t* |
Т+А£Г |
|
Т |
|
j |
dt'x2 (V) j |
<tt + J dt’x2((') |
j |
d t+ |
J dt’x2(t') |
J dt |
||
|
|
0 |
A/< |
*'-A* |
T |
|
|
|
t |
(A/Q |
|
^ T |
|
T+UT |
|
|
|
(O dt' + |
|
T+M |
|
|
|
|||
-fr |
.( |
J Aix2(O dt' + |
J (T— V -h AO b (O dt’ |
U |
Af, |
T |
Величина |
Л/ есть функция |
f , определяемая в соответствии с фор |
|||||||
мулой |
(85), At = |
f |
— t = схг (f). |
|
|
|
|||
Величины |
At0 и |
Atr представляют собой время развертки при |
|||||||
/ = 0 и при |
t = |
Т. Для абсолютной |
погрешности получим |
||||||
|
|
|
A K , = Y - |
. |
т |
|
|
|
|
|
|
|
-J - J х , ( О |
х 2 ( О Я ' = |
|||||
|
|
|
|
|
|
О |
|
|
|
k |
(Д 'о |
|
|
|
|
T + A t T |
Л |
||
I j ( t'- c x 1(t'))xz (t')dt'+ |
j |
( T - t ' + c x ^ x A n d t ^ . |
|||||||
сТ |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Сдвинув во втором интеграле начало отсче |
|||||
|
|
|
|
та на время |
Т, найдем |
||||
|
|
|
|
|
AYt = |
4 |
- 1° <*' - ex, (t')) x, (Г) d f - |
||
|
|
|
|
“ |
I T |
T “ |
c*i (*' + r » *« (*' + T)dt'- |
Рис. 8. Области интегрирова ния в плоскости (/, О
Как видно из полученного соотношения,, для периодических функций, для которых справедливы равенства х2 (f + Т) = х2 (/');
%i (/' + Т) = хг (f ); Atr = Д/0, погрешность ДУ* тождественно обращается в нуль AУ* = 0. Это означает, что для периодических сигналов ири комбинированном использовании времяимпульсного и частотно-импульсного преобразователей динами ческая погрешность времяимпульсного преобразователя в точности компенсируется погрешностью усреднения частотно-импульсного.
Таким образом, динамическая погрешность второго рода при перио дических входных сигналах приводит к результирующей погрешности только для алгоритмов корреляционной и взаимно корреляционной об работки в случае, когда вначале проводится дискретизация, а затем перемножение сигналов.
Из сравнения формул (89) и (91) видно, что для гармонических и близких к гармоническим сигналам при малых коэффициентах гармо
ник (kr <£ соА/макс) относительная погрешность может быть в |
общем |
виде записана так: |
|
ôt = a't/m\ |
(94) |
где at = a't (Д/Макс/А/)2; а ' — численный коэффициент порядка единицы.
Если же коэффициент гармоник сигналов не мал, то, как вытекает из формул (88), (90) и (91), (93), относительная погрешность может
быть представлена в виде |
|
àt = dtjm, |
(95) |
Где dt = of (~ ^ K~ )î a" — численный коэффициент, |
зависящий от |
коэффициента искажений. |
|
7. ОЦЕНКА ПОГРЕШНОСТЕЙ, ВНОСИМЫХ ПОМЕХАМИ. ПОМЕХОУСТОЙЧИВОСТЬ ЦИФРОВЫХ ПРИБОРОВ
При наличии помех во входных сигналах и в тракте измерительного прибора возникает добавочная погрешность результата измерения. Дисперсию этой составляющей погрешности можно вычислить в соот ветствии с общим подходом (гл. 1.2). Как видно из соотношений (13), (15), дисперсия погрешности зависит как от алгоритма обработки, т. е от алгоритмической функции, так и от интенсивности помех.
Чтобы оценить возможность метода или реализующего его измери тельного прибора уменьшать воздействие помех на результат обра ботки (измерения), вводят критерии помехоустойчивости, в которых обусловленная помехами составляющая погрешности на выходе при бора нормирована по отношению к интенсивности помех на его входе. Впервые такие критерии были введены в технике связи, в задачах оп тимального обнаружения и приема сигналов [95].
В цифровой технике критерием помехоустойчивости обычно явля ется степень подавления помех на выходе цифрового устройства по отно шению к входу, характеризуемая отношением мгновенных значений ЭДС помехи до и после обработки [98]. Этот критерий определяет «мгновенную помехоустойчивость» и в процессе обработки сигнала может изменяться. Поэтому более удобной является оценка, в которой интенсивность помехи усреднена за время обработки (измерения).
Обозначим дисперсию алгоритмической функции, обусловленную воздействием помех в момент времени tit
В качестве усредненной оценки интенсивности помехи на входе прибора •выберем величину средней дисперсии за время измерения
/2 М—1
D. - - 4 r S 1—0
В качестве критерия, характеризующего степень ослабления помех при прохождении через прибор, возьмем отношение дисперсии резуль тата измерения DYg, обусловленной влиянием помех, к величине D0 : : р = DYIIDQ и назовем это отношение коэффициентом помеховосприимчивости. Дисперсия DY$ в случае, когда помеха не коррелирована с сигналом, определяется из соотношения (15)
m—1
qr |
dft |
dfi |
|
|
i,/= 0 q,r= 1 |
Пi.q |
|
|
|
|
|
|
||
Дисперсию £>„ выразим через алгоритмическую функцию |
|
|||
/2 m~~1 п |
dh |
dh |
|
|
-4-2 S Rb' |
(96) |
|||
àli.q |
as»., |
|||
i—0 qtr= 1 |
|
|
|
Коэффициент помеховосприимчивости может принимать значения
р^ 1 и чем он меньше, тем выше помехоустойчивость 'АЦОС. Равенство
р= 1 соответствует отсутствию помехоустойчивости алгоритма, т. е.
тому, что данный алгоритм обработки не обеспечивает уменьшения влияния помех, и дисперсия помехи на входе прибора полностью вхо дит в дисперсию суммарной погрешности. Коэффициент помеховосприимчивости однозначно определяет абсолютную и относительную сред неквадратичные погрешности, обусловленные помехами,
DYt = PD0; Ô g = y ^ ô 0, |
(97) |
где 60 = V^W jY — относительное значение среднеквадратичной погрешности на входе прибора.
Величину D0можно вычислить для всех алгоритмов из соотношения (96). Приведем оценки дисперсии D0для каждого из алгоритмов в слу чае стационарной помехи.
1. Алгоритм усреднения
где а | — дисперсия помехи во входном сигнале.
2. Алгоритм корреляционной обработки при ф (f) =; cos (v<ùt + pv)
Do |
H |
m—1 |
COS2 (V(ütt + p v) |
H |
m |
S |
2 ’ |
||
|
i=0 |
|
3. Алгоритм взаимно корреляционной обработки
А ) = -1— |<JlÊ .5 ^ |
*f2i — |
T ) + СТ25 2Xi ft) + |
+ 2 ц д е и (T) |
m—1 |
\ |
£ ъ |
{fi) x2 {tt — T) = |
0)
=& [c\X\ + o%XÏ + - f щ щ г12 (T) Y ] .
где a?g, — дисперсии помех в сигналах; г12 (т)— коэффициент взаимной корреляции помех в первом ц втором сигналах.
4. Алгоритм автокорреляционной обработки
|
D0 = |
( a f s |
* 2 «д + o fZ * (ft - |
*) + H r W X |
|
|
|
I |
f=-0 |
*=0 |
|
|
x |
|
|
j * 2 + } r ( T ) F ) , |
|
где |
г (т) = |
(т)/а| — коэффициент корреляции'помехи. В частности, |
|||
при |
%= 0 имеем г {т) = |
1, Y =■ kX2, D0 — 4k2a\X2. |
|||
Таким образом, оценка средней дисперсии |
D0 помех на входе при |
||||
бора для алгоритма |
усреднения и корреляционной обработки зависит |
только от дисперсии помехи og. Для алгоритма взаимно-корреляци
онной обработки D0 зависит от дисперсии помех a?g и o|g и ко эффициента корреляции помех в сигналах, который может изменяться от единицы (при т ^ Tg) до нуля (при т Tg), где Tg — время корре ляции помех в первом и втором сигналах. Оценка средней дисперсии
D0 на входе приборов определяется дисперсией помехи во входных сигналах и слабо чувствительна или вовсе не чувствительна к распре делению мощности помехи по спектральному диапазону.
В то же время дисперсия результата измерения DY% определяется в основном как раз спектральным распределением помехи по частотно
му диапазону, что следует из формул (21) и (22). Как будет |
показано |
|||||
ниже, |
функция |
%д (Й) при |
/ц(щ |
lïï/At |
% |
|
m |
1 обладает резко выра |
|
||||
женными |
фильтрующими |
|
|
|||
свойствами. Поэтому диспер |
|
|
||||
сия |
результата |
измерения |
|
|
iî |
|
DYi определяется |
только те |
|
|
|||
ми участками |
спектра мощ |
Ы |
— |
г \ I ! |
||
ности |
помехи, которые пере |
.JLL Я |
||||
крываются с |
полосами про |
Рис. 9. График |
фильтрующей |
функции |
||
пускания фильтрующих функ |
l* v <°>1 |
|
|
|||
ций. |
|
|
|
|
|
|
Для более детального анализа зависимости диспёрсии DY% от спек трального распределения помехи вычислим функции %а (Й) для всех
алгоритмов. |
предварительно |
функцию |
|
|
Рассмотрим |
|
|||
|
|
m—L .,Л |
| I |
е/т(й—■у©)Д* |
|
|
i=0 |
т |
1_ej{Q—v<ù)At |
|
|
|
|
|
где со = |
2я/Г; |
At = 77m; v — целое число. Запишем ее модуль |
||
|
|
sm- т (fl —,vco) At |
||
|
|
| фу (й) | — |
(Q —v(o) At |
|
|
|
|
||
Функция |
фу (й) обладает следующими свойствами. Она периодична |
|||
с периодом 2я/Дh |
|
|
фу (Й + 2n]At) ~ фу (й).
При й = vco она имеет главный максимум (рис. 9). Значение |
фу (й) |
||||
в главном максимуме фу (vco) =* 1. Ширина главного максимума |
Дй = |
||||
= п/Т = |
n/mAt. |
|
|
|
|
При Q = |
v c o - f - ^ ^ /, |
± |
± 2 , |
'Ф(й) ==0- |
|
Между двумя нулями функции | фу (й) | располагаются побочные максимумы, в которых ее значения убывают по мере удаления от глав ного максимума. Значение функции в наибольшем побочном максиму ме равно 0,22.
Функции %q (й) для всех алгоритмов выразим через функцию фу (й) следующим образом.
Для алгоритма усреднения
1 гл—1
Х(й) = ^ - 2 ^ = % ( Q ) .
1=0
Для алгоритма корреляционной обработки
X (Q) - 4 - " S 'cos |
+ Pv) e'œ< — J- [e "4 -v <Q) + |
(fi)]. |
m 1=0 |
^ |
|
Для алгоритма взаимно корреляционной обработки
t= 0
X2(Q) = - i- '7g ‘ e/% ^ ) . <«=o
Представим входные сигналы рядом Фурье:
(0 = S Аи cos
г=о
оо
х2(/ — т) = J] A2I COS (tat + фг: — lax),
1=0
где Au, Av и фц, фг< — амплитуды и начальные фазы гармоник вход ных сигналов.
Подставив Xi (t) и x2 (t — т) в формулы для Xi (fi) и Хг (fi)> полу чим
|
Х,(й) = 4 - S |
Av lef(^ l- laT^-i(Q ) + e~M2‘- lo% |
m |
|
|||||||
|
|
|
1 = 0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Х2 (О) - |
4 - |
f |
Au |
|
(Q) + |
(fi)b |
|
|
|
|
|
|
хх |
(t) |
/=0 |
х2 (t) близки к гармоническим с основной |
|||||
Если сигналы |
и |
||||||||||
частотой |
со и имеют амплитуды |
Ах и Л2, то |
|
|
|
||||||
|
|
(Q) ~ |
4 |
4 |
|
|
|
(Й) + |
(й)]г |
|
|
|
|
Х2(Q) a ÿ / l , |
( Q |
) + в— |
(fi)l- |
|
|
||||
Для |
алгоритма автокорреляционной обработки значения функций |
||||||||||
Xi (Q) |
и |
Х2 (&) получаются из предыдущих формул, если |
положить |
||||||||
в них |
А и = |
= |
Л,; |
фи = |
ф2/ = |
Ф/. |
|
алгоритмов |
|||
Из сравнения формул для ' X (£2) видно, что для всех |
|||||||||||
функции |
X (£2) обладают при* т |
1 резко выраженными |
фильтру |
ющими свойствами. При этом для алгоритма усреднения полоса пропус
кания функции |
X (£2) в интервале |
—л /At ^ £2 ^ к/At находится |
|
вблизи частоты |
£2 = 0, для алгоритмов |
взаимно корреляционной и |
|
автокорреляционной обработки (при |
близких к гармоническим вход |
||
ных сигналах) — на частотах £2 = ± |
со. |
ф (£2) полосы пропускания |
|
Из-за. Периодических свойств функций |
периодически повторяются на оси частот с периодом, равным частоте дискретизации 2nlAt. Поэтому для положительных частот в интервале 0 ^ £2 2л/At для алгоритма усреднения полосы пропускания на ходятся вблизи частот £2 = 0 и £2 = тсо = 2зт/Д/, для алгоритма кор
реляционной обработки — вблизи частот £2 = v© и Я = (т — V)<B, для алгоритмов взаимно корреляционной и автокорреляционной обра ботки (при близких к гармоническим входных сигналах) — вблизи час тот Я = со и Я = (т — 1) со.
Периодичность функций %(Я) приводит к тому, что дисперсия по грешности результата измерения DYi не изменяется при переносе спектра помехи по оси частот на величину периода 2л/At. Это значит, что она определяется «свернутым» спектром мощности помехи
Gîr(Q)= £ |
CW |
Q + S - ^ ) , |
S= — оо |
' |
' |
который периодичен с периодом 2л/At и на любом интервале периодич ности, например —л/Аt ^ Я ^ л/Аt или 0 Я <1 2л!At, получается наложением исходного спектра на всех интервалах периодичности, пе ренесенного по оси частот в данный интервал. С помощью «свернутого» спектра дисперсию результата измерения можно записать так:
|
|
ЬЪ |
п |
Я/Д£ |
^ |
DYt = - w |
£ |
Î |
о"(Я)М Я)х;(Я)<*я. |
||
|
|
|
?’г==1 -пШ |
|
|
Среднее значение дисперсии на входе D0 также можно выразить че |
|||||
рез функции |
(Я) |
и «свернутый» спектр: |
|||
|
п |
|
я /A t |
я/Д t |
|
А> = - ^ |
2 |
Ж |
f |
X?(Q)X;(Q)rfQ J &r{Q’)dQ' |
|
|
|
|
—я/Д* |
—я /Af |
Из сравнения формул для D0 и DYi видно, что величина Р 0 определя ется всеми частотными составляющими спектра мощности помехи, в то время как в оценку DY$ входят только те частотные составляющие по мехи, которые попадают в полосы пропускания фильтрующих функций хц (Я). Сказанное относится к каждому из членов сумм. Явно выделяя эти члены, получаем
ДГ6 = |
£ |
DY%\ £>„= |
£ |
D%\ |
|
|
|
g,r=l |
Qtr—l |
|
|
где DY\r = ^ - j |
Gqr(Я) l q(Q) t r (Й) dQ; |
|
|
||
-я/Д* |
|
|
|
|
|
, a |
A * |
№ |
^(Я)Х;(Я)с/Я |
я/Д* |
_ |
Dq0r = J ^ - £ L |
j |
j |
Gqr(Q ')dQ f: |
||
|
|
-я/Д* |
|
-я /Д t |
Члены с одинаковыми индексами q — г обусловлены помехой в каж дом отдельном входном сигнале, а члены с q Ф г — корреляцией по мех в различных сигналах.
Если ввести обозначение pqr = DYfJDtf, то дисперсию результа та измерения можно записать в виде
£ р д .
<7.г=1
Величины pgr представляют собой парциальные коэффициенты ослаб ления помех в каждом канале (при q = г) и между каналами (при q Ф Ф г), возникающего в результате обработки сигнала. Общий коэффи циент помеховосприимчивости выражается через парциальные коэффи циенты следующим образом:
т. е. представляет собой средневзвешенное значение парциальных ко эффициентов.
Заметим, что даже в том случае, когда имеется лишь ограниченная информация о спектре помех, можно получить приближенные количест венные оценки коэффициентов помеховосприимчивости. Для этого' не обходимо знать положение центральной частоты спектра помехи отно сительно полосы пропускания фильтрующей функции соответствующе го алгоритма и ширину спектра помехи. Поскольку фильтрующие функ ции различных алгоритмов имеют при данном т одинаковую ширину и отличаются только положением полосы пропускания, то результаты, полученные для одного какого-либо алгоритма, можно без труда пере нести и на другие алгоритмы. Поэтому ограничимся анализом коэффи циента помеховосприимчивости алгоритма усреднения. Для этого алго ритма
Э |
Т | - - е г |
{ |
о(й)И>0( а ) № |
|
|||
|
|
|
-Я/Д* |
я/Д/ |
_ |
|
|
|
|
|
|
|
|
||
А> = |
* Ч |
= |
т г î |
G^ dÇi- |
|
||
|
|
|
|
|
—я/Д* |
|
|
Тогда коэффициент помеховосприимчивости |
|
||||||
|
QY+ |
я/Д* |
_ |
|
|
||
Р в |
“75 |
= |
|
[ |
ё №) I Фо (ЭД I2 |
(98) |
|
|
|
0 |
—я/Д* |
|
|
|
|
n /A i |
|
|
|
|
|
|
|
где g (Q) = G(£2)/ f |
G(£î) dQ — нормированный спектр помехи, так что |
||||||
-я/д* |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
я/A t |
|
|
|
|
|
|
|
'f |
|
ff(Q)dQ = |
l. |
(99) |
~ n / A t
Обозначим ширину спектра мощности помехи через a, a положение центральной части «свернутого» спектра на интервале (—я/Д/, л!At)
через |
£20 (—я/Д/ ^ |
Q0 ^ |
л /At). Для определенности будем считать, |
||
что на |
интервале |
(—я/Д t, |
ntAt) имеется один максимум. |
Если |
|
максимумов несколько, |
то |
помеховосприимчивость можно |
полу |
чить суперпозицией вкладов от отдельных максимумов. Ширина спек тра мощности определяется временем корреляции помехи rg : а ^ ~ 1/т6.
Рис. 10, Графики широко полюсной (а) и коррелиро ванной (б) помех
Анализ помехоу стойчивости проведем отдельно для трех ха рактерных случаев:
1)аД *»1;
2)1/nu^uAt <£1;
3)аА/<^1/т.
Первый случай со |
||||
ответствует |
помехам, |
|||
интервал корреляции |
||||
которых Т| |
мал |
по |
||
сравнению |
с |
шагом |
||
дискретизации |
At |
|||
(т6 < |
А/)» |
т. |
е. |
по |
меха быстро меняется |
||||
между точками отсче |
||||
та и последователь |
||||
ные |
отсчеты |
практи |
||
чески не коррелирова- |
||||
ны. |
Помеха |
являет |
||
ся |
широкополосной |
по отношению к периоду фильтрующей функции (рис. 10, а). В этом
случае «свернутый» |
спектр помехи является практически посто |
|
янным на интервале |
(—nfAt, к/At): G (£2) |
^ const. Тогда из соотноше |
ния (99) имеем g (Q) ~ А1/2к = const и |
их выражения (98) находим |
^ |
At |
Л/Д* |
sin2 ( m Q M / 2 ) |
__ 1 |
л /2 |
sin2 т х |
, |
1 |
(* |
Г |
|||||||
Р |
2 к |
J |
т 2 sin2 (QA//2) |
п т 2 |
J |
sin2 х |
Х |
т |
|
|
—л/Д* |
|
|
—я/2 |
|
|
|
Этот результат в равной мере относится ко всем алгоритмам и его мож но получить в общем виде из формул для D0 и DY$. Если Gqr (Q) ~
~ const, то величину (?r (Q) в этих формулах можно вынести |
из-под |
интеграла, после чего ^получается D0 ~ mDY\y т. е. р ~ 1/т. |
Физи |
чески этот результат является очевидным, так как, если погрешности мгновенных отсчетов алгоритмической функции независимы, то при усреднении т таких отсчетов дисперсия уменьшается в т раз.
Во втором случае соседние отсчеты сильно скоррелированы, однако интервал корреляции помехи много меньше времени измерения, т. е.
A* Т| ^ mAt = Т. Другими словами, ширина спектра |
помехи а |
много больше полосы пропускания фильтрующей функции |
2я/(тД/), |
но много меньше частоты дискретизации 2я/At. |
|
Рассмотрим отдельно две возможности.
1. Центральная частота Q0 «свернутого» епектра помехи близка к полосе пропускания фильтрующей функции, так что | Й0 1<£ а (кривая
1 на рис. 10, б). Для исходного спектра это означает, что центральная частота спектра помехи близка либо к нулю, либо к одной из частот, кратных частоте дискретизации 2n/At.
Для оценки коэффициента помеховосприимчивости заметим, что
поскольку площадь под кривой g (й), как следует из формулы (99),
равна единице, а ширина функции g (й) равна а, то значение функции
£ (й) в максимуме имеет порядок 17а, т. е. g (й0) ~ 1/а.
Из формулы (98) видно, что из всего спектра помехи фильтрующая функция | ф0 (й) !*■«вырезает» участок, ширина которого равна ширине фильтрующей функции, т. е. 2n/mAt = 2п1Т. При этом условии полу
чаем |
(100) |
р ~ а/аТ, |
<где а — численный коэффициент порядка единицы.
2. Центральная частота й 0 «свернутого» спектра помехи не близка к полосе пропускания фильтрующей функции, так что | й 01 а. Для исходного спектра это значит, что центральная частота не близка к нулю или к одной из частот, кратных частоте дискретизации, т. е. рас стояние между ними много больше ширины спектра помехи (кривая 2 на рис. 10, б). В этом случае основной вклад в интеграл (98) вносят две области: область вблизи Й = 0 — главного максимума фильтру ющей функции | ф0 (Û) |2 и область вблизи й = Й0 — максимума функ
ции g (й). Вклад от области вблизи й = 0 имеет порядок величины р Гл — g (0) (2nlmAt). Значение g (0) определяется характером убыва
ния спектра помехи g (й) при удалении от центральной частоты. Боль-1 шинство случаев может быть охвачено степенным законом спадания ' спектральной плотности, т. е.
g (й) ~ g (й0) | а/(й — й0) |" при | Й — й01> а.
Так как £(Й0) ~ 1/а, то g(0) ~ (1/а) (а/й0)п-
Таким образом, для вклада в коэффициент помеховосприимчивости от области вблизи главного максимума получим
Ргл - (1/аТ) ( а / й / = (aT)n- lI(Q0T)n.
Для оценки вклада, вносимого областью вблизи й |
= й 0, заметим, что |
|||
при удалении от частоты |
Й = |
0 фильтрующая функция убывает так, |
||
что | ф0 (Ü) |2 ~ 1/(ЙГ)2 при |
ЙГ ^ 1. Тогда |
|
||
Рпоб ' |
, |
|
ЯШ _ |
1/(йдТ)2. |
' |
|
J g (й) d£i = |
||
|
0 |
-Я/Af |
|
|
При п = 2 имеем ргл |
Рпоб, т. е. основной вклад-дает область вблизи |
|||
й = 0, при этом |
|
|
|
( 101) |
|
|
р ~ |
6аГ/(й0Г)2. |