книги / Элементы автоматики и счетно-решающие устройства
..pdfчить теперь последовательно еще одно идеальное интегрирующее звено, то результирующая амплитудно-фазовая характеристика
W 2(у о ,)= Г 0 (Уш) 5 И( » 5 И(уш)=
к . ь . . е~} [ч{а,)+^ +Ц
Jt
повернется дополнительно (кривая 3) еще на угол — —. При этом
она обязательно при любых значениях k будет охватывать точку
(—1; / = 0) (напомним, что мы строим только половину всей кривой характеристики, изменяя <о от 0 до +оо) и система будет неустой
чивой.
Отсюда можно сделать общий и весьма важный вывод: после довательное включение в систему интегрирующих звеньев ухудша ет устойчивость, причем при включении одного интегрирующего звена система еще может быть устойчивой, а при последовательном включении двух и более интегрирующих звеньев она будет навер няка неустойчивой, если не применить никакой дополнительной ста билизации.
Из этого вывода, однако, не следует, что системы с интегрирую щими звеньями не надо применять. Наоборот, как было пока зано в гл. VI, системы с интегральным управлением (астатиче ские), включающие один интегрирующий элемент (обычно электро двигатель) , получили преимущественное применение в качестве систем автоматического управления (следящих систем). Следует только помнить, что даже в таком простейшем случае стремление повысить точность путем увеличения k может привести к потере
устойчивости, для восстановления которой при сохранении значе ния k приходится использовать дополнительные устройства стаби
лизации (см. гл. VIII).
Рассмотренные критерии устойчивости позволяют оценить устой чивость системы любого порядка и влияние на устойчивость ве личины общего коэффициента передачи k системы. Влияние на
устойчивость других параметров системы при помощи данных кри териев оценить значительно сложнее. Если такая задача возни кает, то можно воспользоваться некоторыми другими критериями *, например Д-разбиением области устойчивости по интересующему нас параметру, рассмотрение которых выходит за рамки данной книги.
7.2. 6. Оценка устойчивости по логарифмическим характеристикам
Логарифмические частотные характеристики автоматической системы находятся как суммы ЛАХ и ЛФХ входящих в нее звеньев. При этом, как уже указывалось, значительно упрощаются все рас
* |
К- В. Ег оров , Основы автоматического регулирования, Госэнергоиз- |
дат, |
1955. |
четы, особенно при использовании асимптотических логарифми ческих характеристик. Это обстоятельство определило самое ши рокое применение логарифмических характеристик для задач ана лиза и особенно синтеза автоматических систем.
При использовании логарифмических характеристик для оценки устойчивости целесообразно несколько видоизменить формулиров ку амплитудно-фазового критерия Найквиста, не меняя его сущест-
Рис. 7.11. К оценке устойчивости по логарифмическим характеристикам
ва, и записать ее в самом общем случае так (рис. 7. 11, а): замк нутая система устойчива, если разность между числом переходов ЛФХ ф(со) разомкнутой системы через линии —я, —Зя, и т. д. сверху вниз и числом переходов той же характеристики через эти линии снизу вверх во всех областях графика, в которых ЛАХ А (со) положительна, равна пг/2, где гп — число корней с положительной вещественной частью характеристического уравнения разомкнутой системы.
Вподавляющем большинстве реально встречающихся случаев
т—0 и практически достаточно ограничиться только одной лини
ей —я. Логарифмические характеристики устойчивой системы для этого случая показаны на рис. 7. И, а. Рядом дан график ампли тудно-фазовой характеристики W(ja>) той же системы, поясняю
щий формулировку критерия. Из графика видно, что в данном случае характеристика W(jiо) не охватывает точку (— 1; /= 0 )
и система действительно устойчива.
На рис. 7 .11,6 показаны логарифмические и амплитудно-фа зовые характеристики устойчивой (cp, W) и неустойчивой (<р', W')
систем для другого возможного варианта, из которого видно, что
если ф(со) пересекает линию —я один раз в области Л (о )> 0 , |
то |
W(j со) охватывает точку (— 1; /= 0 ) и система действительно |
не |
устойчива. Напомним, что в соответствии с табл. 7. 1 модуль W(j со)
больше единицы, если Л (ш )>0.
Аналогично рис. 7.8 определяются запасы устойчивости — по амплитуде АА для частоты, при которой q>(со) пересекает линию
—л, и по фазе Д<р для частоты, при которой А (со) пересекает ось
абсцисс, т. е. модуль А (со) |
по абсолютной величине равен 1. |
||||||||
Пример 7. 1. Для системы автоматического управления, представленной на |
|||||||||
рис. 6.7, с данными примера 6. 1 |
рассмотреть вопрос об устойчивости и опреде |
||||||||
лить ^тах» если известно, что постоянная времени |
цепи |
обмотки управления |
|||||||
электродвигателя |
тэ= 0,005 сек. |
|
|
с учетом |
постоянной времени |
||||
Реше ние: |
1. Уравнение электродвигателя |
||||||||
тэ имеет вид |
(полагая |
2=0) |
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
d3a0 |
tf2a0 |
dа0 |
t |
rr |
|
|
|
|
t3T“ an +T“ <w + dt |
|
|
|
|||
или в операторной записи |
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
(тэт„рЗ + тмр2 + р) a0(p) = k3U3 (р), |
|
|||||
т. е. |
передаточная функция электродвигателя |
|
|
|
|||||
|
с / |
°о(р) _ |
________Ь.________ _ _ L |
1________ |
|||||
|
э Р |
и ш(р) |
Р (ТЭТМ/?2 + Тмр + |
1) |
р |
(Ti/7 + |
l) (Т гР -Ы )’ |
||
где Х\ |
и т2 — эквивалентные постоянные, |
получаемые при |
разложении много |
||||||
члена- |
второй степени на произведение двух множителей. |
|
|||||||
В |
нашем |
примере Ti=0,5179 |
сек и т2=0Д)51 |
сек. |
|
Следовательно, электродвигатель может быть представлен в виде последо вательного соединения идеального интегрирующего и двух инерционных звеньев.
2.Учитывая наличие дополнительных безынерционных звеньев (датчика рас
согласования, |
усилителя и редуктора), |
строим |
структурную схему (рис. 7. 12, а) |
||
и определяем |
передаточную функцию |
разомкнутой системы: |
|||
__ |
1 |
k3 |
J _____________k_________ |
||
(P) |
д * P (*ip H- 1) |
(^2p 4" 1) |
i |
P ( V MP2 4“ tuP 4“ 1) |
где k = k Ak yk 3 - у -—‘общий коэффициент передачи.
Передаточная функция замкнутой системы (k0 = l )
W(p) |
k |
К(Р) = 1 + W(P) |
Р(V MР24- tMр + l)+k' |
где выражение в знаменателе является левой частью характеристического урав нения системы
т э т мр 3 4 - Т мр 2 4 - Р + k = 0 .
3. Найдем выражение для амплитудно-фазовой характеристики системы:
k |
k |
1 |
w ( » = |
— ТМ0)2 + ja> (1 — |
ТэТмш2) |
> ( — ТЭТМ« 2 + / Г ма> + 1 ) |
Эту кривую строить по точкам не обязательно, так как форму ее мы уже знаем (кривая 2 на рис. 7. 10,6). Чтобы проверить устойчивость, достаточно най ти абсциссу точки а (рис. 7.12,6), для которой мнимая часть
—тэтмШд) = 0,
откуда
1 - 5 - *эТм
а)
Подставляя это значение в выражение для W(j(oa), получим
k r—k
= —кхэ = -240-0,005 = — 1,2,
— ?м “>а+ 0
где значение k берем из примера 6.1. Как видно, система неустойчива, т. е. не работоспособна, так как при ср=—я вектор W(jtoa) заходит за точку —1; /= о.
4. Для определения kmSLX приравняем действительную часть W(j(o) минус единице:
— |
? м а>: |
= - К |
|
|
|||
откуда |
1 |
|
|
kmax — |
200 < 240. |
||
0,005 |
|||
|
|
5.Проверим полученный результат, используя критерий устойчивости Гурви-
ца, который для системы третьего порядка дает обязательное неравенство
а \ а2 — а0а3 > О,
где ао=тэтм= 0,005 • 0,523=0,002615 (тм берем из примера 6.1); ai=vrM=0,523; а2='1; az=k=240.
Подставляя цифры, получим
а\й2 — а0а3= 0,523* 1 —0,002615*240 = —0,104 < 0,
г. е. система неустойчива. Найдем kmSLx из условия
й\0,2 —т<м* 1 — aQa3— тэтм£тах,
откуда
_1 1 = 200,
тэ 0,005
что сходится с полученным ранее значением.
6. Проверим полученный результат еще раз, используя критерий устойчи вости Михайлова, для чего запишем левую часть характеристического уравне ния, подставляя j со вместо р:
N (уа>) = ТЭТМ(;ш)3 + Тм (;t o )2 + > + k = k —Тмо>2 + /со (1 —ТэТм(о2).
Для определения поведения этой кривой достаточно найти основные харак терные точки. При со=0 N (j со) =£=240. Мнимая часть еще раз обращается в нуль (рис. 7. 12, в) при частоте соа, определяемой из равенства
1—ТэТ„“а = 0,
откуда
2 1
"* = Тт эГт м -
Подставляя это значение в |
найдем абсциссу точки а: |
Как видно из рис. 7.12,0, система неустойчива: хотя кривая N(j co)Nпересе кает три квадранта, но вектор N(j <*>) сначала вращается против часовой стрел ки, а затем по часовой стрелке вокруг начала координат.
Условие границы устойчивости, очевидно, осуществится, если кривую N (j со) сместить влево на 40 единиД так, чтобы она прошла через начало координат (пунктир). А это будет при tt=kmах=240—40=200. Тот же результат получается и из выражения для N(j со), если при о)=о)а приравнять нулю действительную
часть: |
|
|
N (j^a) = 0 = £щах |
» |
|
от к у д а |
1 |
|
_ _ _ 1 _ |
= 200, |
|
^,цах — _ |
0,005 |
|
тэ |
|
что сходится с полученными ранее значениями.
К вопросу о том, как сделать данную систему устойчивой, не меняя ее параметров и не ухудшая точности (т- е. оставляя /г=240), мы вернемся позднее при рассмотрении методов стабилизации систем автоматического регулирования.
т. е. для ее построения надо сложить фазовые характеристики всех звеньев.
Для построения следует учитывать, что при сопряженных частотах фазовые ха-
я:
рактеристики инерционных звеньев пересекают линию—— .
Как видно из графика, ЛФХ <р((о) пересекает линию —я при частоте йКр«18 1 /сек, когда еще i4j(co)>l, т. е. амплитудно-фазовая характеристика системы (см. рис. 7.12,6) охватывает точку (—1; /=0) и система неустойчива.
Аналогичное построение А2(со) при £=100 показывает, что при этом система
устойчива и |
позволяет определить запасы устойчивости по амплитуде (ДА2> |
и фазе (Дер) |
по характерным точкам ср(со) = —я и А2(со)=0. |
Характер графиков показывает, что построение точных ЛАХ в данном при мере не обязательно.
Глава VIII
МЕТОДЫ УЛУЧШЕНИЯ КАЧЕСТВА ПРОЦЕССА РЕГУЛИРОВАНИЯ
Улучшение качества процесса регулирования в соответствии с требованиями технических условий может заключаться в увели чении быстроты затухания переходного процесса, т. е. быстродей ствия системы, и уменьшении установившихся погрешностей *. Однако предшествующее изложение показывает противоречивость этих задач. Действительно, те меры, которые вызывают уменьше ние установившихся погрешностей, одновременно вызывают ухуд шение переходного процесса и могут даже привести к неустойчи вости системы.
Если оба требования невозможно удовлетворить с помощью простых структурных схем, то приходится их усложнять дополни тельными безынерционнными, дифференцирующими, интегрирую щими и подобными им звеньями, рассмотренными подробно в пер вой части книги. В большинстве случаев такие звенья можно вво дить даже в готовой системе при необходимости ее улучшения, выявившейся при испытании. Еще более целесообразно выявить потребность в таких дополнительных звеньях с помощью предвари тельного теоретического анализа.
Если уменьшение установившихся погрешностей проще всего достигается увеличением общего коэффициента передачи k систе
мы, но при этом сильно ухудшается качество переходного процес са или даже нарушается устойчивость системы, то можно приме нять последовательную или параллельную стабилизацию, увели чивающую затухание переходного процесса. Если k трудно увели
чить, то применяют некоторые специальные методы уменьшения установившихся погрешностей.
* Разумеется, одновременно оговаривается и величинадопустимой ошибки- в переходном процессе.
Величина
определяемая постоянным внешним воздействием z (момент сопро
тивления), характеризует только зону нечувствительности систе мы. Принципиального влияния на характер переходного процесса она не оказывает и поэтому при рассмотрении методов стабилиза ции, т. е. улучшения переходного процесса, мы не будем учитывать член с внешним воздействием г.
8.1. ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНАЯ СТАБИЛИЗАЦИЯ
8 .1 .1 . Общие положения
При последовательной стабилизации используют различные дифференцирующие звенья, включаемые таким образом, что к основному сигналу Ai(p) рассогласования добавляется сигнал Дс(р) = S c{p)Ai(p), снимаемый с выхода стабилизирующего звена (рис. 8 .1 ,а), где S c(p) — передаточная функция дополнительного
стабилизирующего звена.
Рис. 8.1. Последовательная стабилизация
В этом случае последовательно с остальной частью системы, пе редаточная функция которой в разомкнутом состоянии W(p)y как
бы включается некоторое эквивалентное звено с передаточной функцией [1 + 5 с(р)] (рис. 8 .1 ,6 ). Следовательно, передаточная функция разомкнутой системы с последовательной стабилизацией будет равна
^с(Р ) = [1 + 5 с(/»М^(/>). |
(8Л) |
Для уяснения физического смысла действия такой стабилиза ции обратимся к рис. 8. 1, в, на котором вверху изображена кривая
Дi= /( 0 для переходного процесса колебаний регулируемой вели чины у при постоянном значении управляющей величины х, а вни
зу— кривая изменения сигнала, снимаемого со звена стабилизации и пропорционального производной от Дг по времени. Производная от функции опережает саму функцию, поэтому когда амплитуда Д,-, достигнув положительного максимума, начинает уменьшаться, производная от А% уже отрицательна и, вычитаясь из основного
сигнала, стремится уменьшить отклонение регулируемой величины. Если все же отклонение Дг в другую сторону произошло, то произ водная заблаговременно меняет знак (при со^=я на рис. 8.1, в), уменьшая отрицательное рассогласование, т. е. стремясь предот вратить отклонение Д,- в положительную сторону. Чем более резко изменяется Дг-, тем больше сигнал, пропорциональный производной, и тем сильнее ее эффект. Таким образом, последовательную ста билизацию можно использовать для предотвращения резких коле баний Д{, а значит, и регулируемой величины у, улучшая переход
ный процесс. В установившемся состоянии, если на систему воз действует постоянная величина, Д* имеет постоянное значение, а следовательно, производная от Д^ равна нулю, при этом последо вательная стабилизация не действует и на величину установившей ся погрешности влияния не оказывает.
Естественно, что место включения стабилизирующего звена по добного типа в систему не имеет принципиального значения и вы
бирается из соображений удобства этого включения. |
|
8.1.2. Использование идеальных дифференцирующих |
звеньев |
В этом случае * |
|
S c( p ) = p kc |
|
и передаточная функция всей разомкнутой системы |
|
W c(p)=(l + pkc)W(p). |
(8.2) |
Для оценки влияния введения стабилизации на устойчивость рассмотрим выражение для амплитудно-фазовой характеристики разомкнутой системы со стабилизацией
Wc(у(о) = (1 + |
ушйс) W (y o ))= - | / l- f((o A c) V |
arctg W (со) е~Мш) = |
|
“ |
V l + W - W 'W е- Ц ^ - |
arcf2-С), |
(8.3) |
где W(cо ) — модуль;
ф(со) — фазовый угол амплитудно-фазовой характеристики си стемы без стабилизации.
* Следует иметь в виду, что реально выполненные дифференцирующие звенья имеют передаточные функции, лишь более или менее приближающиеся к виду (7.19).
Из полученного |
выражения видно, что модуль |
увеличивается |
в У 1 + (со£с) 2 раз, |
а отрицательный фазовый угол |
уменьшается |
на arctgco&c- Это иллюстрируется рис. 8.2, из которого видно, что чем больше эффект действия производной, т. е. чем больше kc,
тем дальше можно повернуть амплитудно-фазовую характеристику в сторону опережения (уменьшения запаздывания выходного сиг нала по отношению к входному), уводя ее от опасной точки (— 1; /'=0). На рис. 8.2 это построение сделано для системы третьего порядка, состоящей без стабилизации из трех инерционных звеньев.
Рис. 8.2. Амплитудно-фазовые характеристики системы с последовательной стабилизацией
Если выражение для амплитудно-фазовой характеристики пред ставить в виде векторной суммы
то вектор результирующей характеристики можно рассматривать как диагональ прямоугольного треугольника, составленного из век
торов W (/ со) |
и сokc W (/ со). |
|
Для результирующей характеристики при со=0 модуль №с(со) = |
||
= W(со), а |
фазовый |
угол равен нулю. При со = оо модуль |
(to) —к0, а фазовый |
угол — к <р(со) — Следовательно, наиболь |
ший эффект последовательная стабилизация создает при больших частотах (больших скоростях изменения погрешности Ас) и со вершенно не действует при нулевой частоте (постоянной вели
чине Ас).
Таким образом, введением идеального дифференцирующего звена можно увеличивать быстродействие и устойчивость систем автоматического регулирования без уменьшения ее коэффициента