книги / Электронные цифровые приборы

который завершается выработкой отрицательного перепада на выхо­ де тракта. Очередность пуска трактов выбирается в случае, когда

счета последовательности импульсов от внешнего строба, который формируется в блоке 10. Эти сигналы, пропущенные через тракт Стоп, управляют работой счет­

чика Сч 21.

Необходимость обеспечения высокой разрешающей способ­ ности определяет основные тре-

можное быстродействие (или максимальная крутизна фронтов пере­ ключения) и минимальная флуктуация фронтов. Достигается это соответствующим выбором элементной базы и тщательным сглажи­ ванием напряжения питания.

Узел интерполяторов включает интерполятор тракта Старт (блоки 14,15) и тракт Стоп {16,17). Интерполятор представлен толь­ ко основными блоками — генератором, управляемым напряжением ГУН и устройством автоматической подстройки частоты АПЧ. Не показаны устройства для определения моментов полного совпа­

Практически постоянно ГУН связан со схемой АПЧ, что обеспе­ чивает жесткую синхронизацию его частоты (100,1 МГц) с частотой ГОЧ (100,0 МГц) и только на время интерполяции (см. рис. 3.4) АПЧ отключается и ГУН работает автономно. Пользуясь исходными параметрами — частотой ГОЧ 100,0 МГц и значением коэффициента интерполяции к = 1000, можно оценить длительность процесса нониусной интерполяции и требуемую стабильность частоты ГУН в автономном режиме. Примем, что в процессе интерполяции взаим­ ное смещение последовательностей ГУН и ГОЧ составит 10 пс на одном периоде ГОЧ. Таким образом, до полного перекрытия импуль-

сов пройдет в пределе 1000 периодов последовательности ГОЧ, т. е. 10 мкс, а с учетом некоторых сервисных функций и возможных за­ держек процесс интерполяции займет около 15 мкс. Если допустить, что вследствие нестабильности частоты ГУН, работающего в авто­ номном режиме, флуктуации фронтов не превысят длительности одного кванта (10 пс), допустимая нестабильность должна быть менее

0,5 • 10~в за 15 мкс. Генераторы с подобной характеристикой реали­ зуются, например, в симметричных рециркуляторах с применением отрезков коаксиального кабеля в качестве элементов задержки. В рециркуляционных генераторах происходит пуск с требуемой на­ чальной фазой. Очевидно, что с уменьшением времени интерпо­ ляции или времени автономной работы (до 1 мкс или менее) требо­ вание к стабильности ГУН уменьшается.

База времени включает блоки 29—33. Термостатированный квар­ цевый генератор К6Г 29 или внешний источник образцовой частоты (5 МГц) служит для синхронизации ГОЧ 30. Процесс стабилизации ГОЧ (Р0 = 100 МГц) делением его частоты 33 до частоты кварцевого генератора (5 МГц) и использованием фазовой автоподстройки 32 общеизвестен. Блок делителей БД 33 является источником ряда стандартных частот; в частности, сигнал с частотой 1 МГц исполь­ зуется в формирователе строб-импульса ФСИ 34, а частота 25 МГц является тактовой частотой центрального процессора ЦП 23.

Данные от счетчиков Сч 18—21 поступают через микропроцессор­ ную МП шину 22 в блок микро-ЭВМ 23—25. Микро-ЭВМ выполняет все вычислительные функции (например, по алгоритму (3.4)), а также вырабатывает все необходимые командные сигналы для управ­ ления прибором. От Сч 18—21 поступает информация, которая через МП шину передается на ЦП 23. Оперативная информация, изменяю­ щаяся в процессе работы, хранится в ОЗУ 24; неизменяющиеся дан­ ные и программы — в ПЗУ 25. С помощью микро-ЭВМ происходит усреднение результатов измерения повторяющихся величин, что позволяет в десятки и сотни раз повысить разрешающую способность по сравнению с исследованием однократных событий. Сопряжение прибора с каналом общего пользования выполняется с помощью интерфейса 26; при этом предусматриваются функции синхрониза­ ции приема и передачи, местное и дистанционное обслуживание (при работе прибора в составе системы) и до. Блок индикации Б И 27 служит для визуализации результатов измерения, состояния клавиа­ туры, интерфейса и базы времени. Выбирают режим работы при­ бора с помощью клавиатуры БКл 28 или дистанционно, через интер­ фейс 26.

Упрощенная структурная схема (рис. 3.5) и ее краткое описание не могут дать достаточно полного представления о схемотехниче­ ских, конструктивных и технологических проблемах, связанных с созданием подобного прибора с поражающей воображение разре­ шающей способностью (около 40 пс). Укажем лишь на то, что при реализации частотомера-интервалометра с двойной нониусной интер­ поляцией оказалось необходимым использование симметричного, парафазного построения трактов, что существенно снизило влияние

синфазных помех, применение усреднения некоторых процессов, введение тщательного экранирования, соответствующей топологии печатного монтажа и усовершенствования источников питания. Это достижение не следует рассматривать как предел; поиск принципи­ ально новых путей получения высокой разрешающей способности ЭСЧ при измерении однократных интервалов (вплоть до едцниц пикосекунд) является актуальной задачей.

Переходя к оценке погрешностей частотомеров с двойной нониусной интерполяцией (как и в вычислительных частотомерах вооб­ ще), отметим, что, поскольку здесь все режимы работы сводятся к измерению временного интервала, остановимся на анализе погреш­ ности измерения в этом режиме. Погрешность измерения однократ­ ного интервала (длительности импульса) определяется формулой

ностью трактов Старт и Стоп; Д/Ур — погрешность, обусловленная неточностью установления уровня (Д{/), на котором измеряется длительность импульса или временной интервал. Приняв, что перед­

Л/зап — погрешность, возникающая из-за присутствия в измеритель­ ном тракте помех, поступающих вместе с полезным сигналом; при этом в каждом из трактов погрешность запуска

Д^зап1,2 — (31/гр “(“ Сп\,2)!^1.2 >

{/тр — среднеквадратичный уровень помех в измерительном тракте; {/„1,2 — пиковое значение помехи, вносимой исследуемым сигналом; Д^раэр — разрешающая способность, включающая погрешность квантования, флуктуацию фронтов импульсных последователь­ ностей ГОЧ^н ГУН, нестабильность из-за помех и нелинейностей в трактах. Причины, ограничивающие разрешающую способность, должны быть исследованы и необходимые меры для их устранения приняты.

Здесь следовало бы особо отметить специфичный характер нели­ нейности, возникновение которой связано с принципом действия прибора.

Взависимости от величины измеряемого временного интервала,

атакже с учетом калибровок и усреднений результатов повторяю­ щихся измерений некоторые составляющие погрешности (3.6) можно

исключить. Так, при измерении интервалов ^ ^ 0 , 1 мс и ббв — = 10-7 погрешность вследствие нестабильности базы времени мень­ ше 10 пс. По данным, установленным в процессе эксплуатации частотомеров Д/сист < 1 нс, предусмотренная в приборах калибров­ ка или возможность учесть эту погрешность при обработке резуль­ татов с помощью микропроцессора позволяют практически исклю­

чить эту составляющую погрешности. Погрешность Д/Ур оценивается по формуле (3 .7) следующим образом: например, при нулевом гисте­ резисе, Д 1/ = 25 мВ и значениях крутизны 5 , = $ 2 = 1 В/с —

— Д/ур ^ 25 пс. Пренебрежимо малой оказывается Д4аП; оценивая уровни пиковых помех в тракте и внесенных извне, равными 500 мкВ, крутизну фронтов сигнала 51,2 — 1 В/с, получим, что удвоенное значение Д/зап = 2 пс. Таким образом, при измерении однократных кратковременных (1Х< 0,1 мс) интервалов составляющая погреш­ ность, определяемая разрешающей способностью (Д/разр) и относя­ щаяся собственно к инструментальной, становится доминирующей. В описанной выше разработке Д/разр = ± 20 пс, что является в настоящее время рекордным в отечественной и мировой практике.

3.3. РАСШИРЕНИЕ ПРЕДЕЛОВ ИЗМЕРЕНИЯ ЧАСТОТЫ

Верхний частотный предел исследуемых сигналов по сравнению с пределом частотомера можно расширить с помощью специальных методов. Подобная задача возникает, во-первых, при разработке новых образцов измерительной аппаратуры, когда уже были исполь­ зованы все возможности для создания широкополосных частото­ меров с максимальной скоростью счета, и, во-вторых, когда в рас­ поряжении оператора имеется прибор, частотный предел которого необходимо увеличить в лабораторных условиях.

В настоящее время имеется широкий набор элементов, рассчи­ танных на скорость срабатывания, соответствующую 125...150 МГц (например, на базе ТТЛШ), имеются триггеры на базе ЭСЛ с быстро­ действием 500 МГц и еще большее быстродействие ожидается при освоении элементной базы на основе арсенида галлия. Тем не менее и сейчас, и в будущем задача расширения пределов частотомера ос­ тается актуальной. Настоящий раздел посвящен рассмотрению основных способов построения устройства для расширения пределов измеряемых частот: делителей, гетеродинных преобразователей и переносчиков.

ДЕЛИТЕЛИ

Если требуется расширить диапазон измерений частоты, можно использовать делитель на базе безсервисных интегральных делите­ лей частоты, например, типа 193ИЕ1 (Ртах = 500 МГц, коэффициент деления К = 2) или 193ИЕ7 (Ртах = 2 ГГЦ, К = 4). Включив не­ сколько каскадов интегральных делителей с соблюдением их специ­ фичных особенностей, можно повысить частотный предел входных сигналов до 1—2 ГГц и более. Перевести результат, подсчитанный частотомером, в искомый путем умножения на коэффициент деления

спомощью микропроцессора не представляет затруднений.

Вслучае если требуется обеспечить в приборе точные измерения интервалов, процесс предварительного деления выполняется по упо­ мянутому выше принципу деления с расщеплением и сохранением фаз. Структурная схема делителя, в котором последовательность с

частотой 500 МГц разделена на четыре последовательности с частотой 125 МГц, показана на рис, 3.10, а, а временные графики — на рис. 3.10, б — з. Входной сигнал (парафазный после усилителей У /, У2) в виде двух парафазных сигналов поступает на делители Д1> Д2, где частота снижена вдвое (рис. 3.10, в, г), а выходы этих делителей питают парафазными сигналами делители ДЗ — Д6, выходы которых имеют сигналы с частотой, снижен­ ной вчетверо. Можно отметить, что в суммарном устройстве, оперирующем с пониженной частотой, сохранены все фазы входного сигнала, что позво­

ляет с помощью соответствующей коммутации проводить необхо­ димые измерения как с высокочастотным входным сигналом.

ГЕТЕРОДИННЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ

Расширение пределов измерения по сравнению с пределом, на который рассчитан частотомер {Ры), основано на том, что от ис­ следуемой частоты Рх вычитается кратная частота пРы, а разност­ ная Рпр< Р.ы измеряется частотомером. Таким образом,

Структурная схема гетеродинного преобразователя с ручной настройкой показана на рис. 3.11. Пусть, к примеру, полоса иссле­ дуемых частот равна 10... 100 МГц, а предельная частота прибора

= 10 МГц. Входной сигнал после усиления в усилителе У/ подается на смеситель См3, на второй вход которого поступает гармо­ нический сигнал с частотой пРц. Сетку частот, кратных Ря, можно получить различными путями, например, путем усиления и огра­ ничения стабилизированной кварцем частоты Рм в усилителе-ог­ раничителе У-04, что делает сигнал полигармоническим. Выбирает­ ся нужная гармоника п с помощью перестраиваемого фильтра Фпер2 . Из смеси частот, образуемой на выходе См3, фильтр нижних частот <РНЧ 5 пропускает частоту 0 < Гпр < 10 МГц, которая измеряется частотомером ЭСЧ 7. Определение частоты Рх сводится к установ­ лению числа п, на который должен быть настроен фильтр Фпер 2 .

Переключение фильтра 2 происходит последовательно, начиная с л *= 1 и выше до тех пор, пока на выходе ФНЧ 5 не появится сигнал, отмечаемый индикатором Инд 6 , а результат определяется по фор­ муле (3.8).

Автоматические гетеродинные преобразователи строятся по-раз­ ному. В работе [621 дано описание преобразователя, в котором сме­ шиваются входной сигнал с поочередно подводимыми сигналами из сетки образцовых частот, стабилизированных кварцем и отстоящих друг от друга на предельную частоту, измеряемую частотомером, с которым он компонуется (например, Ртах = 5С0 МГц). Когда на вы­ ходе смесителя появляется частота ниже 500 МГц, на выходе усили­ теля появляется сигнал с уровнем, достаточным для измерения ча­ стотомером. Учет номера образцовой частоты и определение Рх по алгоритму (3.8) выполняется микропроцессором. Диапазон измеря­ емых частот гетеродинного преобразователя типа НР5354А фирмы НеигЬи — Раскагс! (США), в котором реализован этот принцип, равен 0,5—4,0 ГГц.

Диапазон частот, используемых на практике, достигает десятков гигагерц (например, радиолокаторы для определения скорости дви­ жения наземного и воздушного транспорта работают в диапазоне 4—40 ГГц). На рис. 3.12 показана структурная схема автоматиче­ ского гетеродинного преобразователя, позволяющего расширить диа­ пазон измеряемых частот до 40 ГГц. Выносной пробник 1 ,2 ,3 обе­ спечивает согласованный вход сигнала Рх с коаксильным разъемом или волноводом 1 и подведение его к смесительной головке СмГ2, на второй вход которой поступает сетка частот от генератора гармо­ ник ГГЗ. Смесительная головка (на диодах Шоттки) и генератор

переключения генератора 8, которые могут вызвать сбои в работе смесителя. Более полное описание комплекта, рассчитанного на выполнение ряда других функций (измерение частоты радиоимпуль­ са и др.), имеется в работах [65, 66].

ПЕРЕНОСЧИК ЧАСТОТЫ

Переносчики также рассчитаны на совместную работу с ЭСЧ. Расширение пределов по частоте основано на переносе измерений из высокочастотной в низкочастотную область, охватываемую часто­ томером. Источником низкочастотных сигналов, подлежащих изме-

Рис. 3.13. Структурная схема автоматического переносчика частоты

рению, является внутренний ГУН. Структурная схема автомати­ ческого переносчика частоты показана на рис. 3.13. Исследуемый сигнал с частотой Рх подается на выходы преобразователей Пр 4, 5; на вторые входы этих преобразователей поступают сигналы ГУН 1, 2. Подстройка и перестройка частоты ГУН достигается изменением напряжения, подаваемого от автоматически регулируемого источни­ ка напряжения АРН 3. Преобразователи Пр 4, 5 относятся к основным элементам переносчика. Вследствие применения особых СВЧ диодов, тонкопленочной технологии и тщательно продуманной конструкции эти преобразователи образуют из входного сигнала ГУН сложный сигнал, содержащий до 150 гармоник (120 МГц -* -»■ 18 ГГц) с практически плоской АЧХ, что обеспечивает уверенную работу смесительной части в большом динамическом диапазоне уров­ ней выходных сигналов. На выходе Пр 4 имеется постоянная про­ межуточная чатота Рар = пРх— Рх, равная 20 МГц. Постоянство промежуточной частоты поддерживается цепью фазовой автомати­ ческой подстройки частоты ФАПЧ (ГУН—Пр4—К вД —АРН) путем подстройки частоты Рг (одновременно и Р2). Квадратурный детектор КвД 7 исключает возможность биения с зеркальной частотой и, сле­ довательно, в формуле для определения частоты остается только знак минус:

Частота ГУН1 (Рг) после усилителя У 10 поступает на ЭСЧ 18. Для перекрытия частотного диапазона входных сигналов обычно требуется небольшой диапазон изменений частоты ГУН, поскольку, как уже отмечалось, напряжение генератора обогащается большим числом гармоник.

Узлы, представленные на нижней части схемы, служат для авто­ матического определения номера гармоники п. Частота генератора ГУН 2 (Р2) благодаря системе АПЧ (См 6 — частотный детектор ЧД 8 — ГУН2) связана с частотой ГУН1 — Р2 = Рг ± Р0. В Пр 5 после смешения со входным сигналом получим промежуточную ча­ стоту второго канала

шения частот СчО 11 вычисляется номер гармоники п. Определение Рх выполняется МП в соответствии с формулой (3.9). Управление работой переносчика также относится к функциям МП, в частности, им осуществляется перестройка АРН 3 до момента захвата цепью КвД 7. В приборе типа НР5340 фирмы Неда1е!:1 — Раскате! (США) имеется переносчик, структура которого, в основном, отвечает структуре, показанной на рис. 3.13; его описание дано в работе [67].

Рх < 10 ГГц.

/ Рассмотренные здесь примеры, связанные с введением дополни­ тельных узлов и усовершенствованием частотомеров с тем, чтобы обеспечить правильные измерения сложных сигналов, при наличии больших внешних помех лишний раз свидетельствуют о необходи­ мости снабдить частотомер осциллографическим узлом — частото­ меры должны стать «зрячими». В качестве положительного примера можно отметить появление на рынке интерваломера-анализатора ти­ па НР5371А фирмы Неда!ей — Раскате! (США), в котором цифровой отсчет заменен дисплеем, способным визуализировать ряд важных функциональных зависимостей.

ГЛАВА 4

УСТРОЙСТВА И УЗЛЫ АЦП

4.1. УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА С НИЗКИМ ПОРОГОМ ЧУВСТВИТЕЛЬНОСТИ

Области науки и техники — физика твердого тела, исследование термоэлектрических и термомагнитных свойств металлов, измере­ ния сверхнизких температур, сопротивления в условиях сверхпро* водимости и другие, нуждаются в измерителях с низким порогом чувствительности. Подобные усилители постоянного тока (УПТ) входят в состав АЦП в качестве масштабных усилителей, для выпол­ нения суммирования, интегрирования (режим ОУ), в устройствах

выборки и хранения и т. д. В зависимости от назначения и условий,

вкоторых работает УПТ, по-разному определяются требования к ним. Если для масштабных усилителей основными являются стабиль­ ный коэффициент усиления, малый дрейф нуля, низкий уровень по­ мех, высокое входное сопротивление, то для УПТ, использующихся

вустройствах выборки и хранения, главное — это широкополосность, определяющая быстродействие узла.

Обычно для работы с сигналами низкого уровня используются интегрирующие АЦП, в которых масштабный усилитель обеспечива­ ет усиление входного сигнала до необходимого уровня, а следующий за ним интегратор обеспечивает подавление помехи переменного напряжения и эффективную полосу частот тракта. Очевидно, что задача снижения порога чувствительности сводится, в основном, к изучению путей уменьшения помех во входной цепи масштабного усилителя. Состав помех зависит от типа используемого УПТ, вмес­ те с тем характерными для большинства УПТ являются шумы, дрейф нуля, паразитные ТЭДС и токи утечки. Представляет интерес опре­ деление минимально достижимого уровня помех, а следовательно, и предельно низкого порога чувствительности. При этом будем исхо­ дить из того, что компетентность разработчика достаточна, чтобы практически полностью преградить пути для токов утечки во вход­ ную цепь УПТ и снижения паразитных ТЭДС до пренебрежимо ма­ лой величины.

Для определения среднеквадратичного значения тепловых шу­ мов входной цепи УПТ (шумы Найквиста— Джонсона) пользуются выражением

это К{, для шума входной цепи УПТ — это Явх и т. п.; АР — полоса частот, пропускаемых трактом, Гц (с-1).

Формула (4.1) не предусматривает определенного соотношения между и # ВХ) как это вытекает, например, из условия оптималь­ ной передачи мощности от источника сигнала на вход УТП (/?* — = Явх). При различных Явх соотношение мощностей полезного сиг­ нала и шумов источника сигнала не изменяется. Д ля устойчивого обнаружения минимального полезного сигнала (порог чувствитель­ ности) необходимо обеспечить некоторое превышение мощности сигнала над суммарной мощностью помех, включающей шумы источ­ ника сигнала, собственные шумы УПТ и другие, т. е. е\!ещ2 > 1 (211.

Разумеется, при слишком большом значении К*вх вклад собственных шумов УПТ становится доминирующим в суммарном шуме (аш2) —•

* В УПТ с ООС обеспечивается значительное увеличение эффективного вход­ ного сопротивления в сравнении с /?вх, по которому вычисляются тепловые шумы

усилителя.