книги / Электронные цифровые приборы

ей между источником сигнала V х и помехи 1/„, которая соединяется с экранирующей оплеткой; второй конец оплетки соединяется с экраном прибора (зажим Э). Внутри оплетки находятся подводя­ щие провода от IIх, соединяющиеся с зажимами высокого и низкого потенциала В и Я . Основная часть тока, вызванного напряжением помехи {/„, замыкается по экранной оплетке (сопротивление оплет­ ки Яэ). сопротивлению Яэк и емкости Сэк и не вносит в измеритель­ ную цепь каких-либо искажений. Однако определенная часть про­ ходит по подводящим проводам и далее по сопротивлению и емкости Сак. Разность падения напряжения, приведенная к входам В и Я, вносит погрешность, вызванную помехой общего вида. Д ля удобства рассмотрения разностное сопротивление ЯР включено только в нижний провод — падение на этом сопротивлении и есть результирующее значение напряжения помехи общего вида, кото­ рое оказывается включенным последовательно с сигналом Их и действует как помеха нормального вида.

В некоторых случаях приходится считаться с дополнительной помехой общего вида, вызванной внутренними источниками Vпв, например, токами утечки на экран от точек высокого потенциала на печатных платах, периодические и случайные помехи, возника­ ющие в цепях выпрямителя, стабилизатора и др. Токи от 1/т через /?аэ или Саэ замыкаются через экранную оплетку, подводящие про­ вода, Яач и Сак и вызывают падение напряжения на Яр, т. е. помеху общего вида. Существенное уменьшение помех от внутренних источ­ ников достигается введением дополнительного экранирования соот­ ветствующих узлов, что обеспечивает уменьшение проходной ем­ кости Саэ, и увеличением сопротивления изоляции /?аэ-

Из рассмотрения путей прохождения токов от источников помех следует, что наиболее эффективным способом снижения помех об­ щего вида является снижение токов, вызванных источниками по­ мех, т. е. увеличением сопротивления изоляции # ак и уменьшением проходной емкости СакКоэффициент подавления помех общего ви­

Учитывая, что на переменном токе помеха общего вида может быть дополнительно подавлена в интегрирующих приборах как по­ меха нормального вида, общее подавление

При использовании выражений (2.1), (2.2) для оценки степени подавления помех общего вида возникают затруднения при опре­ делении разностного сопротивления в цепях высокого и низкого потенциалов. Рекомендацию принять # р = 1 кОм, имеющуяся в нормативных документах, вряд ли можно считать обоснованной; включение такого резистора можно скорее использовать для оценки

общего вида по достигнутым в приборе величинам Нак и С1К. Так, при тщательно продуманной конструкции прибора и выборе соответ­ ствующих изоляционных материалов можно получить Н»к = 101а Ом. Емкость Сак включает емкости всех оптоэлектронных элементов или импульсных трансформаторов, с помощью которых передаются сигналы из аналоговой части в дискретную, емкость между обмотка­ ми трансформатора блока питания и др. В некоторых случаях можно отдать предпочтение более дорогим по сравнению с оптоэлектроиными парами импульсным трансформаторам с объемным витком связи, у которых проходная емкость между обмотками может быть доведена до 0,01 пФ и к тому же допускается более высокое напряже­ ние между обмотками. Таким образом, основное внимание должно быть уделено способу передачи энергии из аналоговой части в дис­ кретную, при которых проходная емкость не превысила бы несколь­ ких пикофарад.

2.7. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ПЕРЕМЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ

Цифровая обработка сигналов переменного напряжения осуще­ ствляется с помощью предварительных преобразователей переменно­ го напряжения в постоянное или прямых преобразователей перемен­ ного напряжения в цифровой код, т. е. АЦП переменного напряже­ ния. Класс исследуемых сигналов обширен, а если учесть, что требу­ ется определить и различные интегральные и мгновенные значения сигналов, то становится ясным, насколько ответственным является выбор способа построения преобразователя.

СИГНАЛЫ ПЕРЕМЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ И ТРЕБОВАНИЯ К ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯМ

Классификация (рис. 2.14) охватывает некоторые наиболее распространенные сигналы переменного напряжения. Кдетермини- рованным относят сигналы, для которых временная зависимость математически определена; мгновенное значение сигнала в любой момент времени может быть вычислено. Стационарные детермини­ рованные сигналы характеризуются постоянством некоторых пара­ метров (амплитуды, постоянной составляющей и др.). К гармони- ческим относят, например, синусоидальные сигналы. Степень чи­ стоты сигнала или степень отсутствия высших гармоник является важным параметром источников гармонических сигналов. К сиг­ налам полигармоническим относятся периодические сигналы с ис­ каженной формой, в том числе импульсные последовательности. Характерным примером стационарных непериодических сигналов является модулированный по частоте синусоидальный сигнал. С нестационарными детерминированными сигналами встречаются при изучении переходных процессов, динамических свойств системы н т. п.

Д ля измерения гармонических сигналов пригодньГпреобразователи амплитудного, средневыпрямленного, среднего и среднеквад­ ратичного значения; выбор преобразователя определяется с учетом других условий, например, необходимостью обработки различ­ ных форм сигнала. При негармонических сигналах интерес представ­ ляют средневыпрямленные значения, а при исследовании импульс­ ной последовательности чаще всего определяют пиковое значение и длительность импульсов (последнее с помощью измерителей интер­ валов времени). Частотно-модулированные сигналы характеризу­ ются амплитудой и среднеквадратичным значением. Переходные про­ цессы удобнее исследовать с помощью измерительных осциллографов, позволяющих визуализировать процесс и, далее, определить ско-

рость затухания (нарастания), период колебательного процесса и др. К группе случайных относятся сигналы, которые заранее описать или вычислить нельзя. Стационарные случайные сигналы отличаются стабильностью статистической структуры во времени; их статистические параметры зависят от длительности интервала на­ блюдения, но не зависят от положения этого интервала на оси вре­ мени и, в частности, не зависят от состояния системы в начальный момент времени. Некоторые случайные стационарные сигналы об­ ладают также свойствами эргодичности — равенством среднего значения сигнала по времени одного процесса среднему значению по множеству процессов, взятых в один момент времени. Преобра­ зователи пикового, среднего и среднеквадратичного значения ис­

пользуются для оценки этих случайных сигналов.

Наибольшую сложность для изучения представляют нестационар­ ные случайные сигналы. Применение быстродействующих АЦП по­ зволяет фиксировать в ОЗУ участок (участки) процесса и затем опре­ делить среднеквадратичное значение или другие параметры, отне­ сенные к определенной полосе частот. Организация структуры ИИС усложняется при проведении исследования векторных случайных процессов, когда требуется строгое согласование работы нескольких преобразователей.

Современные преобразователи и АЦП переменного напряжения отличаются сравнительно высокими показателями по точности (по­ грешность около 0,1 %), по динамическому диапазону (60—80 дБ), по быстродействию (до 1 изм./с) и по степени автоматизации изме­ рений. Несколько хуже обстоят дела с частотным диапазоном; для частот выше 100 кГц погрешность измерения составляет 1 % и более, а также имеются трудности в части поверочной аппаратуры.

Исследования магнитных свойств материалов, например, свя­ заны с определением среднего и средневыпрямленного значений то­ ка и напряжения в широком диапазоне частот. Преобразователи

средневыпрямленного значения ПСВЗ сравнительно просты, по­ этому целесообразно использовать их для определения других вели­ чин (среднеквадратичное или амплитудное значение) при исследова­

рис. 2.15, б — осциллограммы напряжений в точках «а», «б» преобра­ зователя. Входной сигнал Vх через цепь С1К1 подается на неинверти­ рующий вход усилителя; выходное напряжение 6/ вых вызывает через разделительный конденсатор СЗ ток / ВЫх. замыкающийся по цепи отрицательной связи. Разделение положительной и отрицательной полуволн тока осуществляется диодами УО! и УБ2. Напряжение на резисторе КЗ (Об) при достаточно большом усилении практически совпадает с входным сигналом (рис. 2.15, б). Д ля стабилизации режима усилителя по постоянному току введена ООС (по К2 )\ кон­ денсатор С2 служит для разделения цепей постоянного и перемен-

ного напряжений. Переменное напряжение в точке а ((/„) является несимметричным; положительная волна (падение напряжения на резисторах Я4 + ЯЗ) больше отрицательной. После усреднения с по­ мощью фильтра ФНЧ на выходе образуется постоянная составляю­ щая Цо, пропорциональная (при соответствующем отношении Яа/Яз) СВЗ входного сигнала. Преобразователь (рис. 2.15, а) можно отнести к точным линейным детекторам, что следует из выражений

Iвы* = Увых/(^з “Ь Нэ)\ ^вых = Л (1!Х— НыпЯз),

следовательно,

/вых = (Ь+1)Я3 + Ка •

где Я9 — эквивалентное сопротивление, в котором учитывается Явых усилителя и параллельных цепей, включающих Я4 и прямые сопротивления диодов, В практически реализованных преобразова­ телях сопротивление Я9 равно, примерно, 1 кОм, что пренебрежимо мало по сравнению со вторым составляющим знаменателя (2.4). Упрощенное выражение отражает пропорциональность тока / вы* входному напряжению и, следовательно, погрешность преобразова­ теля определяется лишь точностью резистора ЯЗ

Принципиально важную роль играет разделительный конденса­ тор СЗ, обеспечивающий равенство постоянной составляющей в цепях диодов УВ1 и Уй2 \ в противном случае потребовалась бы цепь утечки для разности постоянных составляющих и, главное, была бы нарушена работа линейного детектора.

Преобразователь обеспечивает большой линейный динамический диапазон. Как следует из выражений (2.4), (2.5), влияние нелиней­ ных элементов схемы (диодов) сделано пренебрежимо малым; введе­ ние нелинейной ООС (благодаря диодам) при значительном усилении позволило получить четкий и небольшой порог чувствительности. Так, например, при напряжении отпирания диодов 1 В и к = 2 • 10® получим, что цепь ООС замкнется при уровне сигнала на входе усилителя (разности мгновенного значения сигналов на входах усилителя) около 0,5 мВ, что при максимальном входном сигнале 5_В соответствует линейному динамическому диапазону 80 дБ.

Динамические характеристики преобразователя (рис. 2.15, 6 ) нельзя признать удовлетворительными. Вследствие запаздывания во входной цепи Я1С1, в цепи ООС (ЯЗ + Я4) СЗ, цепи ^стабилиза­ ции Я2 С2 и переходном процессе в ФНЧ (длительность затухания переменной составляющей, например, на 80 дБ) время преобразова­ ния сигнала частоты 20 Гц составляет около 8 с, что и является дли­ тельностью измерительного цикла.

Дальнейшее усовершенствование ПСЗ или ПСВЗ в части повы­ шения точности, снижения порога чувствительности, увеличения динамического диапазона и повышения быстродействия было полу­ чено в преобразователе с разделенным усилением (рис. 2.15, в).

Использование двух усилителей позволило получить общее уси« ление к — кгк2 в несколько раз выше, чем в схеме (рис. 2.15, а) при обеспечении устойчивости преобразователя. Таким образом, был понижен порог чувствительности, увеличен динамический диапазон преобразователя; использование весовой функции ВФ вместо ФНЧ существенно повысило быстродействие преобразователя. Так, ис­ пользуя простейшую треугольную ВФ (окно Блекмана), удалось при времени усреднения Т = 0,2 с подавить переменную состав­ ляющую частотой Р 20 Гц на 60 дБ . При такой малой длитель­ ности процесса усреднения нет необходимости в специальной ста­ билизации режима усилителей по постоянному току, и, следователь­ но, цепь Я2 , С2 (рис. 2.15, а) была здесь изъята. Удаление цепи, вносившей существенное запаздывание и определенную погрешность вследствие шунтирования прецизионного участка 4' и #4, позво­ лило улучшить преобразователь. Разделение усиления позволило также практически скомпенсировать запаздывание в цепи (РЗ + + Я4) СЗ путем введения звена опережения В.2 С2 и, таким образом, снизить длительность измерительного цикла до длительности ВФ, т. е. до 0,2 с.

Применение ВФ связано с цикличностью работы преобразовате­ ля: в нулевой момент ключи 81 и 82 размыкаются — начало цикла; в момент окончания усреднения длительностью Т результат запоми­ нается УВХ, а при замкнутых ключах 81 и 82 схема возвращается в исходное состояние. Длительность всего цикла, включая передачу результата на запоминающее устройство, не намного превышает длительность ВФ.

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ПИКОВОГО ЗНАЧЕНИЯ

Одним из основных контролируемых параметров имульсов является его пиковое (максимальное) значение. Н аряду с исследова­ нием последовательности импульсов возникает необходимость опре­ деления пикового значения одиночных импульсов; синхронизирован­ ное исследуемым импульсом УВХ позволяет запомнить максималь­ ный уровень импульса на время, достаточное для последующего ана­ лого-цифрового преобразования. При исследовании сигнала сложной формы с помощью осциллографа, УВХ с регулируемой задержкой и АЦП, выбрать определенный участок сигнала и определить его уровень несложно. Сравнительно высокое быстродействие преобра­ зователя пикового значения (ППЗ) основано на том, что для запоми­ нания пикового значения периодического сигнала достаточно полови­ ны периода. Наконец, ППЗ применяются не только как автономные измерительные устройства, они входят в состав других приборов и систем, в частности, статистических анализаторов, измерителей

входном устройстве ВУ сигнал 1/ х приводится к номинальному (де­ ление, усиление, инвертирование). Далее, с помощью узлов УВХ —

конденсатора С1, усилителей К1, К2 и цепи ООС (РЗ, Р1) по­ стоянное напряжение на выходе (1 / 0 = 1!т) уравнивается с пиковым значением на инвертирующем входе первого усилителя. Установка нуля выполняется регулированием реостата Р2 . Диоды У02, УПЗ ограничивают максимальный уровень на выходе первого усилителя Л7, с тем чтобы исключить глубокое насыщение выходного каскада усилителя и связанное с ним замедление переходных процессов. Собственно детектирование осуществляется с помощью элементов УИ1, С1. Пиковое значение напряжения поступает на вход второго усилителя К2, снабженного стабилизирующей местной цепью ООС. Коэффициент усиления усилителя с ООС выбран небольшим (Р6Щ5 = 2); выбор К о о с> 2 нецелесообразен, так как это ограничи­

ло бы максимальный уровень напряжения на конденсаторе С1, а следовательно, и динамический диапазон преобразователя. Закан­ чивается цикл измерения быстрым разрядом конденсатора С1 через транзистор К77, открывающийся импульсом разряда ИР.

Применение прецизионных элементов в цепях ООС, высококаче­ ственного конденсатора памяти и широкополосных усилителей поз­ воляет получить удовлетворительные метрологические и дина­ мические параметры преобразователя.

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ СРЕДНЕКВАДРАТИЧНОГО ЗНАЧЕНИЯ

Выше упоминалось о сигналах переменного напряжения (шумы

идр.), оценку которых можно производить только с помощью пре­ образователей среднеквадратичного значения (ПСКЗ). Тем не менее до настоящего времени не созданы ПСКЗ, в которых сочетались бы высокая точность и быстродействие, большой динамический диапазон

иширокая полоса исследуемых частот.

Большое распространение получили ПСКЗ на термоэлектрических преобразователях, один из вариантов которых показан на рис. 2.17, а. При встречном включении термоэлементов ТП1 и ТП2 , нагревае­ мых измеряемым переменным током и постоянным током ОС, про­ исходит автоматическое выравнивание среднеквадратичных значе­ ний этих величин (С/х ~ Ио). Такое равенство обеспечивается при строгой пропорциональности выходного тока усилителя входному

напряжению (/* = к1/х) и идентичности характеристик термопар, что трудно реализовать в значительном диапазоне величин. Линей­ ная зависимость между СКЗ входного переменного и выходного построянного напряжения сохраняется лишь в пределах неболь­ шого участка. Связано это с тем, что пропорциональность темпера­ туры термопреобразователя выделяемой в нем мощности сигнала (Д0 = кР) сохраняется в узком диапазоне температур, при которых отвод тепла заметно не сказывается; кроме того, выравнивание то­ ков нагрева на начальном, малочувствительном участке параболи­ ческой характеристики термопреобразователя происходит очень

а

Рис. 2.17. Структурная схема ПСКЗ:

а — на терм оэлем ентах; б — с вы числительны м устройст­ вом

грубо. Ограничение динамического диапазона вызвано также тем, что термопреобразователи не допускают заметной перегрузки. На­ пример, если номинальному значению сигнала соответствует при­

= 0,01 °С, а при превышении номинального уровня сигнала всего лишь на 20 дБ Д0 = 10000 °С. Практически в ПСКЗ на термоэле­ ментах динамический диапазон не превосходит 10 дБ. Приняв не­ обходимые меры по повышению точности, можно применить эти приборы в поверочных целях, где большой динамический диапазон не имеет решающего значения.

На возможность улучшения некоторых характеристик ПСКЗ, в частности динамического диапазона, путем использования итераци­

онных способов построения преобразователей указывается в рабо­ те [13].

Обеспечивающие достаточно высокую точность и большой дина­ мический диапазон ПСКЗ предложены фирмой «Оа1гоп» (Англия). Структурная схема прибора показана на рис. 2.17, б. Входной сиг­ нал после масштабирования во входном устройстве ВУ поступает на формирователь модуля ФМ, где переменное напряжение выпрям­ ляется, и далее однополярный сигнал поступает в аналоговое устрой­ ство обработки или устройство вычисления УВ. На второй вход этого устройства подается напряжение обратной связи. На выходе

УВ получается напряжение, пропорциональное частному III/IIос- После усреднения в фильтре Ф получаем 1)\И!ос, при сравнении с IIос в операционном усилителе ОУ напряжение на выходе усили­ теля

Не останавливаясь на способах обеспечения точности в узлах ВУ и ФМ, рассмотрим применяемый фирмой «Ба1гоп» вычислитель УВ, основанный на использовании экспоненциальных участков р-п-переходов. Так, пропуская ток, пропорциональный входному сигналу (1Х), по двум последовательно включенным р-л-переходам,

с идентичными р-л-переходами очевидна. Изготовление вычисли­ тельного узла (остальных также) в интегральном исполнении и тща­ тельная тренировка и отбор позволили в определенной степени спра­ виться с задачей, хотя нельзя считать, что этим путем была решена проблема быстрого и точного умножения (деления) аналоговых ве­ личин.

По мере совершенствования техники аналого-цифрового преоб­ разования мгновенного значения сигнала рассматривалась возмож­ ность цифровой обработки достаточного количества дискретных и квантованных значений сигнала, с тем чтобы вычислить искомый ин­ тегральный параметр. Применение так называемого вычислительного преобразователя не получило широкого распространения и встреча­ ется, в основном, в области низких частот. Вызвано это тем, что в части быстродействия и точности эти преобразователи не вполне отвечают необходимым требованиям.

Выбрав частоту дискретизации согласно рекомендациям, изло­ женным выше, необходимо все квантованные дискретные величины возвести в квадрат и из суммы извлечь квадратный корень. Время, затрачиваемое на эти операции, и погрешность округления получа­ ются немалыми. Замена непрерывного сигнала дискретизованным связана с так называемой погрешностью аппроксимации, зависящей от выбранной квадратурной формулы приближения. Определенный вклад вносит погрешность квантования, зависящая от способа

обработки квантованных величин. Погрешность краевого эффекта вызвана тем, что в течение интервала усреднения Т укладывается нецелое число периодов дискретизации; использование соответ­ ствующей весовой функции является эффективным способом умень­ шения этой погрешности. Наконец, при случайной синхронизации частоты дискретизации с частотой исследуемого сигнала возникает так называемая погрешность когерентности. При одном отсчете за период погрешность может быть любой — от нуля до максимального значения сигнала; при двух — погрешность колеблется в меньших пределах; при трех равномерно расположенных отсчетах на периоде гармонического сигнала погрешность когерентности отсутствует.

Ося

Рис. 2.18. Структурная схема стохастического преобразователя 1-го рода СЗ сигнала (а); временные диаграммы (б)

Исключается синхронизация сигнала с частотой дискретизации достаточно просто [62].

При исследовании детерминированных и случайных сигналов, включая определение СКЗ, известные преимущества имеют преобра­ зователи со стохастическим квантованием. В основу этих АЦП поло­ жен метод статистических испытаний (метод Монте-Карло), при котором исследуемый сигнал (постоянного и переменного тока) обра­ батывается совместно со специально созданным стохастическим* сигналом; результат получается обработкой знаковой функции. Ис­ пользуемый при этом принцип рандомизации не увеличивает неопре­ деленность, а напротив, дает положительный эффект, поскольку дополнительно введенная случайность позволяет применить вероят­ ностную закономерность к совокупности исследуемого и стохасти­ ческого процессов.

Рассмотрим для иллюстрации стохастический преобразователь

1-го рода, предназначенный для определения среднего значения ис­ следуемого сигнала (рис. 2.18, а). Измеряемый сигнал 1!к подается на компаратор Кп для сравнения со случайным сигналом, выраба­ тываемым генератором псевдослучайного напряжения ГПСН\ на рис. 2.18, б случайный сигнал приобретает дискретные квантованные

* Класс случайных сигналов, развитие которых во времени и пространстве подчиняется вероятностным законам.