книги / Электронные цифровые приборы

такие УПТ не подходят для получения низкого порога чувстви­ тельности.

Полоса частот ДР — это самая узкая полоса пропускания, свой­ ственная какому-либо узлу в тракте; при этом другие узлы, напри­ мер, входной масштабный усилитель, в целях повышения его быстро­ действия, являются широкополосными. Полоса ДР не всегда огра­ ничивается фильтром; в интегрирующих АЦП роль усредняющего устройства выполняет весовая функция. Так, в случае использова­ ния прямоугольной ВФ длительностью Т связь между Т и АР устанавливается исходя из того, что общая энергия шума, пропущен­ ная на выход прибора, пропорциональна интегралу квадрата функ­ ции отсчета:

при Х-+оо

Заменив интеграл А эквивалентной площадью прямоугольника высотой, равной 1 (значения функции отсчета в точке /** = 0), и ши­ риной АР, получим для шума, близкого к белому

АР = 1/2Т.

Шум, среднеквадратичное значение которого определяется форму­ лой (4.1), содержит выбросы. Например, при нормальном законе распределения плотности уровней шумов частота появления выбро­

сов, превышающих СКЗ в 3 раза (Къ — 3), составляет 3 • 10-3. Следовательно, для пиковой мощности тепловых шумов надо поль­ зоваться формулой

Ршт.п = *шт „/Я = АШАР.

Например, для 0 = 293 К, АР = 2,5 Гц получим Ящт.„ = 4 X

XИ Г 19 Вт.

Оценки тепловых шумов являются приближенными. Принятое

значение Я не отражает частотную зависимость плотности шумов транзисторов; в конкретной входной цепи УПТ действуют, как пра­ вило, несколько сопротивлений, шумы которых по-разному проходят в измерительный тракт; существенное влияние оказывают и шумо­ вые токи каскада, неучтенные в формуле (4.1); реальное состояние температурного поля усилителя нельзя представить одним значени­ ем 0. Если к тому же учесть, что имеются дополнительные источни­ ки помех, о которых будет речь при рассмотрении отдельных типов УПТ, то станет ясным — последнее слово при определении порога чувствительности остается за экспериментом с учетом реальных характеристик комплектующих изделий.

Наименьший уровень помех обеспечивают структуры УПТ с Л4-ОМ-преобразованием, в которых полоса частот переносится в область с минимальным уровнем шумов (для транзисторов — это

1—2 кГц). Рассмотрим несколько типов УПТ с М-ХШ-преобразова- нием, выполненных в гибридном исполнении и на дискретных эле­ ментах.

УПТ В ГИБРИДНОМ ИСПОЛНЕНИИ

В лучших современных моделях интегральных УПТ на полевых транзисторах, работающих в инвертирующем режиме (чаще всего используемом в АЦП, ЦАП и др.), уровни помех определим с помо­

распределения плотности шумов (квантиль К* — 3) пиковое значе­

выход УПТ без усиления. Таким образом, среднеквадратичная сум­ ма пиковых значений тепловых шумов во входной цепи УПТ оцени­ вается величиной в 1,5 мкВ.

Для определения дрейфа нуля гибридного УПТ с М-ЯМ-преоб- разованием примем следующие параметры: случайное (максималь­ ное) напряжение смещения на входе и ш = ± 2 5 мкВ; дрейф напря­ жения смещения А{/см = ±0,5мкВ/°С; максимальный ток смещения <си = ± 100 пА; дрейф тока смещения Д1СМ= ± 1 пА/°С; временным дрейфом напряжения и тока смещения пренебрегаем. Таким образом, пользуясь ручными регулировками для компенсации разброса или случайных значений (/см и /См> получаем, что дрейф нуля в темпера­ турном диапазоне 10 °С составляет около 5 мкВ. С учетом определен­ ного выше уровня шумов порог чувствительности по напряжению равен, примерно, 10 мкВ, или при # вх = 100 Ом пороговая мощ­ ность Ра = 10~12Вт. Получение этой пороговой мощности предусма­ тривает начальную компенсацию напряжения и тока смещения, что приходится делать перед началом работы с периодичностью, установленной для данного типа прибора, принятие необходимых мер для снижения паразитной ТЭДС, продуманную экранировку и заземление. Если в приборе не предусмотрена возможность компен­ сации смещений напряжения и тока, то порог чувствительности повышается до 100 мкВ.

Существенного снижения порога чувствительности удается до­ биться в УПТ с М-ДЛ4-преобразованием на дискретных элементах, что, однако, сопряжено с известным усложнением и увеличением габаритных размеров. Структурная схема УПТ показанана рис. 4.2. На полевых транзисторах УТ1 — УТ4 собран двухкратный модуля­ тор мостового типа М. Импульсное напряжение усиливается (У/, У2), детектируется демодулятором ДМ (УТ5, УТ6) и через сумми­ рующие резисторы Я12, к 13 поступает на выходной УПТ. Выход­

ное напряжение (полностью или частично), снимаемое с прецизион­ ного делителя Дос, подается на вход (последовательная ООС). Ком­ мутация в модуляторе и демодуляторе осуществляется импульсны­ ми последовательностями, генерируемыми формирователем управ­ ляющих импульсов ФУИ.

Основными источниками помех являются нескомпенсированная часть коммутирующих импульсов, проникающих на вход через ем­ кости затвор-сток и затвор-исток, паразитная ТЭДС, образованная в местах соединения выводов транзисторов, и дрейф напряжения и тока смещения полевых транзисторов. Тщательная симметризация и регулировка крутизны фронтов коммутирующих импульсов, ради­ кальные меры по снижению паразитной ТЭДС (выводы транзисторов соединяются непосредственно в четырех брокеритовых втулках, расположенных на медной пластинке — пассивном термостате) и экранировка существенно снизили уровень помех. Проводимые из­ редка установки нуля («(/», «/») позволили скомпенсировать напряжение и ток смещения так, что определяющим порог чувстви­ тельности оказался дрейф напряжения (0,1 мкВ/°С) и тока (1 пА/°С). В реализованных приборах при # вх = 1 кОм и АР = 2,5 Гц порог

чувствительности составляет 100 нВ (пороговая мощность Рп =

= 10~ 17 Вт). В цеховых условиях с большим перепадом температу­ ры внешней среды можно принять порог чувствительности равным

1 мкВ (Рп = 10-15 Вт). Следует обратить внимание на неэквипотенциальность земляной точки преобразователя с точкой Н входного сигнала, как это сделано, например, на структурной схеме (рис. 2.13).

УПТ С МАГНИТНЫМ МОДУЛЯТОРОМ

Спомощью магнитных модуляторов ММ удается построить УПТ

сминимальным порогом чувствительности. Известным преимущест­ вом ММ является также то, что эти устройства позволяют достаточ-

Рис. 4.3. Структурная схема УПТ с магнитным модулятором

но просто обеспечить согласование с источниками с малым внутрен­ ним сопротивлением (до единиц омов). Структурная схема УПТ о ММ показана на рис. 4.3.

Собственно ММ собран на двух тороидальных сердечниках, на­ бранных из пластин пермаллоя (0,05 мм) или сделанных витыми из тонкой ленты. На сердечниках размещены обмотки возбуждения а на сложенных полупакетах — измерительная и сигнальная №0

обмотки. Тройной пермаллоевый экран (штриховые линии) служит для ослабления влияния внешнего поля.

Колебания частотой 2Р, генерируемые генератором Г, снижают­ ся вдвое триггером Тг. Полосовой фильтр ПФ1 выделяет основную гармонику частотой Р. Элементы Ь2 , С2 , СЗ подбираются так, чтобы при данной индуктивности обмотки возбуждения ЙРВ обеспечить так называемый феррорезонансный режим возбуждения ФРВ ММ. В этом режиме при достижении напряжения возбуждения опреде­ ленного уровня сердечник насыщается; резкое уменьшение индукти­ вности и большой импульс тока намагничивания обеспечивает полу­

чение амплитуды напряженности поля в сердечнике свыше 1000 А/М. Отметим, что длительность импульсов тока невелика и, следователь­ но, потребляемая мощность от источника сигнала возбуждения при ФРВ мала. Помимо своей экономичности, режим ФРВ, вследствие больших полей перемагничивания, устраняет остаточное намагни­ чивание сердечника и уменьшает магнитный шум [22].

Дважды за период сигнала возбуждения сердечник перемагничивается из состояния -\~Вз в состояние —5$; в измерительной об­ мотке возбуждается информативный сигнал с частотой 2Р. При этом однако, ненужное напряжение наводится и в сигнальной обмотке; для преграждения пути переменному току в источник измеряемого сигнала 1 !х служит фильтр, образованный индуктивностью и емкостью Сх. Поскольку в моменты насыщения собственная индук­ тивность сигнальной обмотки близка к нулю, то между измеритель­ ной 1РИи сигнальной Ч7С обмотками вводят дополнительный, не­ насыщаемый магнитопровод, обеспечивающий определенную индук­ тивность, не менее Ы [13], в некоторых случаях индуктивность включается также последовательно с ХРС. Полукомплекты ММ соб­ раны так, что при отсутствии измеряемого напряжения (тока) сиг­ нал, наведенный в обмотке Н^„, равен нулю; при наличии измеряе­ мого напряжения по обмотке ЛРСпротекает ток, вызывающий посто­ янное намагничивание сердечника, вследствие чего симметрия нарушается и в обмотке' возникает сигнал с частотой 2Р (ММ дан­ ного типа называются модуляторами с выходом на второй гармони­ ке). Выделенное фильтром ПФ2 напряжение основной гармоники с частотой 2 Р усиливается усилителем У и подается на фазовый детектор ФД. На второй вход ФД подается сигнал коммутации от генератора Г. Сглаженное постоянное напряжение с выхода ФД дополнительно усиливает УПТ. Цепь ООС на образцовых резисто­ рах обеспечивает стабильный коэффициент усиления (П3/К1).

В режиме усиления малых сигналов, что всегда обеспечивается цепью ООС, напряжение на измерительной обмотке и, соответствен­ но, на выходе усилителя пропорционально входному току 1}ьых = = к!х. Однако точность поддержания этой пропорциональности определяется степенью подавления помех и погрешностью в тракте. Для достижения низкого порога чувствительности необходимо рас­ смотреть природу источников помех и возможные меры их уменьше­ ния.

1. Тепловые шумы сопротивлений входной цепи уменьшаются снижением температуры внутри прибора и, в том числе, местных перегревов, а также увеличением времени усреднения интегратора (уменьшение АР).

2 . Паразитная ТЭДС во входной цепи образуется, например, в местах соединения образцовых резисторов Д 1 и К2 (манганин — медь). Продуманный монтаж с тем, чтобы исключить перепад темпе­ ратуры между «горячими» и «холодными» концами упомянутых пара­ зитных термопар, относится к эффективным мерам.

3. Магнитные шумы, вызванные неповторяемостыо циклов переыагничивания, уменьшаются режимом ФРБ, обеспечивающим мини-

мальные флуктуации, малой мощностью, затрачиваемой на перемагничивание, и к тому же малым нагревом ММ.

4.Напряжение помехи, проникающее на измерительную обмотку

исовпадающее по частоте с полезным сигналом (2Р), вызывается рядом причин: неполное подавление высших гармоник фильтром ПФ1, остаточное намагничивание экранов и неполное экранирова­ ние внешнего поля. Действие постороннего магнитного поля прояв­ ляется в том, что вследствие неоднородности сердечников по длине кольца в измерительной обмотке появляется нескомпенсированный сигнал с частотой 2Р. Допустимым уровнем напряженности мешающе­ го поля, соответствующим достижимому порогу чувствительности ММ, при настоящей степени неоднородности сердечника оценива­

ется, примерно, в 10-5 А/М; тройной пермаллоевый экран способен ослабить внешнее поле в 1000 раз; отсюда можно установить допу­ стимый уровень напряженности внешнего поля.

5. Смещение нуля, нестабильность работы ММ вызывается обра­ зовавшимися, благодаря межвитковой емкости, короткозамкнутыми витками сигнальной обмотки, а также неравномерным распределени­ ем паразитной емкости. Эффективным средством стабилизации рабо­ ты ММ является применение объемного короткозамкнутого витка, реализуемого в виде полого тороида из немагнитного материала, охватывающего снаружи ММ [7].

После принятия упомянутых мер для подавления помех прихо­ дится в процессе настройки прибора проводить установку нуля, как это показано на рис. 4.3, с тем чтобы скомпенсировать остаточные помехи.

6. Паразитный сдвиг фазы между входными сигналами ФД, управ­ ляющим напряжением генератора Г и выходным напряжением уси­ лителя У устраняется узлом подстройки фазы УПФ, который обычно вводят в канал управления (рис. 4.3). С помощью сервисной аппаратуры несложно добиться синфазности сигналов. Нарушение синфазности вследствие температурных и временных изменений па­ раметров цепи устраняется с помощью устройства фазовой автопод­ стройки, входящего в состав УПФ.

Дальнейшее уменьшение параметров ММ можно получить в квад­ ратурном модуляторе КММ. Схема КММ и его эскиз показаны на рис. 4.4, а, 6. Практически КММ состоит из двух однофазных модуля­ торов; причем напряжения возбуждения, питающие обмотки сдвинуты по фазе друг относительно друга строго на 90°. С этой це­ лью в цепи возбуждения образованы два канала, формирующие на­ пряжения II (/) и 0 У + 7У4). При таком способе питания обмоток возбуждения периодические кривые изменения магнитной проница­ емости (от ра щахДо ра ш!п) в полукомплектах сдвинуты на я и, следо­ вательно, суммарная проницаемость магнитопровода имеет большую постоянную составляющую, близкую К ра шахВследствие этого ин­ дуктивность сигнальной обмотки никогда не падает до нуля и в ряде случаев отпадает необходимость в дополнительной индуктивности Ьх. Кроме того, большая индуктивность ТОРСослабляет влияние рас­ пределенной емкости при образовании короткозамкнутых витков, и;

В настоящее время нет среди серийно выпускаемых переключа­ телей приборов, которые удовлетворяли бы всем сформулированным выше требованиям. С помощью специальных мер конструктивного характера удается создать переключатель, отвечающий основным поставленным требованиям.

Остановимся на наиболее важном требовании — низком уровне паразитной ТЭДС. Как известно, в лучших герконах (именно они ис­ пользуются для коммутации напряжений низкого уровня) с обычной соленоидной обмоткой управления паразитная ТЭДС достигает

50 мкВ /С-1 и, следовательно, несоответствие их для переключения напряжения величиной в десятки нановольт очевидно. Паразитная ТЭДС герконов вызвана, в основном [37], недостаточно низким термоэлектрическим коэффициентом используемых материалов для коммутации сигнальной цепи (пермаллой — олово — медь) и ощу­ тимой разностью температур на выводах реле. К сожалению, работы по выбору более подходящего материала для контактов реле с тем, чтобы они в паре с медью давали малую ТЭДС, не ведутся с должной интенсивностью. Остается принять возможные меры для максималь­ ного снижения температурного поля вокруг геркона и выравнивания температуры точек соединения выводов реле (дополнительного ис­ точника паразитной ТЭДС).

На рис. 4.5, а показан эскиз модели низкопорогового реле. Собственно геркон 10 расположен в центре конструкции, в нише, где он фиксируется с помощью фторопластных втулок 11. Выводы геркона припаиваются к тонкому витому (для увеличения длины) медному проводнику 5, связанному с сигнальным выводом 6 ; длин­ ный тонкий провод препятствует передаче тепла из внешней среды на геркон. Вывод г.ркона и тонкий провод впаяны в металлизиро­ ванную втулку 7, изготовленную из брокерита (бериллиевая кера­ мика). Эта керамика отличается высоким коэффициентом теплопро­ водности (лишь в три раза уступающим меди) и высоким удельным сопротивлением. Втулки плотно охватываются массивным медным термовыравнивателем 9, состоящим из двух стянутых винтами 12 брусков; для лучшего теплового контакта брусков с втулками и их между собой используется теплопроводящая паста, включающая окись бериллия. Существенное ослабление теплового поля в зоне геркона достигается удалением управляющей обмотки 2 и введением латунного экрана 4. Магнитный поток, созданный управляющей ка­ тушкой, замыкается по сердечнику 1 , по двум потококонцентраторам 3, изготовленным из стали 80НХС, и контактам геркона. Напряже­ ние питания обмотки 5В подводится к выводам 14; сопротивление обмотки — около 150 Ом. Лепестки 13 на брусках термозамыкателя используются в случаях, когда термозамыкатель выполняет также роль электростатического экрана. Все детали реле, за исключением латунного экрана и управляющей катушки, опрессованы полиуре­ тановым компаундом 8 , что обеспечивает хорошую герметизацию, влагозащищенносгь реле и сопротивление изоляции около 1015 Ом.

Установку реле в приборе (обычно используется несколько штук) следует произвести так, чтобы термовыравнители 9 с герконамй

находились внутри металлической коробки, являющейся пассивным термостатом, а катушки управления (источники нагрева) размеща­ лись вне коробки. Перечисленные здесь меры позволили снизить паразитную ТЭДС переключателя до величины около 50 нВ. Приме­ няя известные способы компенсации медленно изменяющегося дрей­ фа в процессе установки нуля, можно несколько снизить уровень помехи.

Для дальнейшего снижения паразитной ТЭДС были внесены из­ менения в конструкцию переключателя (рис. 4.6, б). В качестве тер­ мозамыкателя между сигнальными выводами 7 применены две метал­ лизированные пластины 8 из брокерита. Вместо брокеритовых втулок и тонких витых проводников используются брокеритовые пла­ стины 4, соединяющие пластины 8 с выводами геркона 5. Катушка управления 1 выполнена из двух секций, соединенных последователь­ но; средняя точка обмоток выведена на потенциометр, что позволяет перераспределять общее напряжение питания обмоток с тем, чтобы изменять нагрев секций в зависимости от конкретной тепловой обстановки. Несколько проще выполнены магнитопровод 2 и экран 3. Термозамыкатель заполнен полиуретановым компаундом 6. Пере­ ключатель (рис. 4.5, б) имеет уровень паразитной ТЭДС около 5 нВ.

Обеспечить быстрое срабатывание переключателей на базе герконов не удается, что связано с высоким уровнем динамического шума герконов. При замыкании контактов геркона возникают затухаю­ щие колебания с начальным двойным размахом в несколько десятков милливольт и, примерно, через 15 мс их уровень снижается до 5 мкВ. Для практически полного затухания динамического шума, т. е. выхода на уровень паразитной ТЭДС, требуется около 50 мс. Разра­ ботка переключателей, свободных от динамического шума (дребезга), является крайне важной для нужд измерительной техники.

4.3. ДЕЛИТЕЛИ НАПРЯЖ ЕНИЯ

ДЕЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ

Расширение пределов измерения АЦП, построение цепей ООС в масштабных усилителях, образование резистивных сеток в ЦАП, со­ гласование уровней в стабилизированных источниках питания обес­ печивается с помощью прецизионных резисторных делителей. В то время, как некоторые из делителей (например, используемые в цепи ООС усилителей) могут быть в процессе эксплуатации прибора скор­ ректированы, для входных делителей АЦП такой возможности нет. Эти делители должны удовлетворять самым строгим метрологиче­ ским требованиям. В основном, эти требования относятся к точности коэффициента деления (0,01—0,001) %; к температурной и времен­

ной стабильности коэффициента отношения (ТКО = 1 10" 6/°С; ВКО ^ 0,002 %/год); к сопротивлению делителя (не менее 10 МОм); к коэффициенту шумов (менее 0,1 мкВ/В). Делители выполняются из отдельных резисторов. В этих случаях наилучшие результаты получаются, когда поставщик обеспечивает подбор резисторов пара­ ми, имеющими близкие ТК.С, или в виде готового изделия (резистор­ ной схемы).

Делители, мотанные из литого микропровода, обеспечивают вы­ сокие метрологические параметры; выполняя намотку резисторов делителя из одной катушки, можно получить нестабильность менее 0,001 %. Недостатки микропроволочных делителей и резисторов —