книги / Электронные цифровые приборы

где Р — частота исследуемых сигналов.

Сформулированный выше способ определения сдвига фаз не совпадает с классическим, в котором под сдвигом фаз понимают угол между двумя гармоническими сигналами одинаковой частоты. В принципе подобная задача решается с помощью цифровых спек­ троанализаторов, в которых выделяются гармонические сигналы и определяется угол сдвига фаз.

Хотя измерения сдвига фаз сводятся к измерению временного интервала, ряд особенностей, связанных с этими измерениями, не позволяет, как правило, выполнить их с помощью существующих

фазо-частотные характеристики. Вместе с тем и при достижении нужной идентичности возникает специфичная фазовая погрешность в каналах из-за возможного различия уровней входных сигналов. При большом динамическом диапазоне возможен случай, когда в один из каналов поступает максимальный, а во второй — минималь­ ный сигнал. В то время как в одном канале сигнал приобретает форму меандра уже в первом каскаде, в канале с малым входным сигналом линейный режим усиления и связанный с ним сдвиг фазы будет поддерживаться в нескольких каскадах. По возможности сле­ дует не допускать большого различия в уровнях входных сигналов.

Погрешность преобразователей фазы вследствие нелинейности в каскадах усиления-формирования является наиболее существен­ ной. Вызванное нелинейностью, асимметрией амплитудной характе­ ристики и дрейфом смещение осевой линии сигнала приводит к тому, что длительность положительных и отрицательных импульсов сфор­ мированного сигнала оказывается неодинаковой. На рис. 6.1 сум­ марный сдвиг фронтов в обоих каналах показан стрелками, расширя­ ющими положительный импульс за счет отрицательного. В работе [27] предложен метод, практически полностью исключающий по­ грешность из-за несимметричного ограничения полуволн сигнала.

Определение временного интервала тср относится к серединам им­ пульсов (точки 1Х и ^2), положение которых остается инвариантным к смещению осевой линии. Данные о положении положительных и отрицательных фронтов импульсов используются в алгоритме

В процессе преобразования временного интервала в цифровой код по мере уменьшения длительности тср возникает риск «перехле­ ста»фронтов. Этого можно избежать, пользуясь смещением шкалы:

Снизить вес погрешности квантования можно путем статистиче­ ского усреднения ряда повторных измерений интервала тср; для исключения возможной синхронизации исследуемых сигналов и ге­ нератора тактовых импульсов вводится дополнительно случайный сигнал, «размывающий» фронты одного из источников импульсной последовательности.

Рассмотренный алгоритм (6.2) допускает измерения длительно­ стей тср при большой асимметрии по длительности положительных и отрицательных импульсов, однако при этом несколько сужается предел измерения относительно номинального значения (2л). Кроме сужения шкалы в так называемой «мертвой» зоне (вблизи 0° или 360°) возникают ситуации, которые приводят к грубым искажениям резуль­ тата и полярности сдвига фаз. Так, например, пусть сдвиг фаз <р = 0, т. е. сигналы IIх и (/а совпали, однако вследствие разброса времени переключения триггеров, с помощью которых реализуется преобразователь, и нестабильности нулевой линии сформированных сигналов, последовательность, предусмотренная алгоритмом (6.2), нарушается. Если возврат 1-го триггера произойдет в точке вместо точки /(!+>, которая будет пропущена вследствие дрожания фронтов, то вместо нуля будет получено <р = 180°. Помимо алгорит­ ма (6.3) со смещением шкалы, исключить возможность такой гру­ бой ошибки можно с помощью видоизмененного алгоритма

2тср = №(2+) — ^(2—)] + №(1+) — *(1-)] ~ 2 №(1+) — *(2-)]. (6.4)

Фазометры, построенные по приведенным выше алгоритмам, от­ личаются хорошими метрологическими и эксплуатационными харак­ теристиками. Однако в реальных условиях эксплуатации зачастую во входных цепях прибора имеются высокочастотные помехи и на­ водки, что, в частности, приводит к многократным переходам через нуль — вблизи основного фронта имеется несколько паразитных прямоугольных импульсов (см. рис. 3.9). Поэтому здесь, как и при измерении длительности импульсов, можно использовать триггерзащелку, если сдвиг фаз достаточно велик, или применить алгоритм со смещенной шкалой (6.3). Альтернативой можно рассматривать применение биполярной фазочувствительной схемы с запоминанием полярностей импульсов в каналах (площадей перекрытия), а рас­ стояние между серединами полуволн (импульсов) определять через

Д ля обеспечения приемлемой точности постоянное измеритель­ ное время Т вы бираю т достаточно большим, что определяет низкое быстродействие прибора (обычно Т = 0, 1...10 с). Все, что говори­ лось об уменьш ении погреш ности квантования при усреднении ряда измерений, в том числе путем введения стохастической фазовой мо­ дуляции, применимо и в данном приборе. Кроме того, следует учесть специфическую погреш ность фазометров с постоянным измеритель­ ным временем, связанную с некогерентностыо импульса времени

погрешностью квантования (один-два периода импульсной после­ довательности Р0). Н аиболее ощутимой оказывается дополнительная погрешность при <р = 90°; здесь она достигает Д<р = ± 0 ,5 пакета или в относительном вы раж ении

в связи с чем ее иногда называю т низкочастотной. Исчерпав возмож­ ности сниж ения погреш ности (6.6) увеличением измерительного времени Т, прибегаю т к использованию весовых функций с целью уменьшения пакетов на кр аях интервала Т. В частности, применив треугольную В Ф , можно снизить низкочастотную погрешность на порядок. В ли ян и е ш умов и их спектра на погрешность измерения временного и н тервала с достаточной полнотой рассмотрено в рабо­ те [58].

6.2. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ПАРАМЕТРОВ ПРОМЫШЛЕННОЙ СЕТИ

Постоянное участие операторов, воспринимающих и анализиру­ ющих информацию указы ваю щ их и записывающих приборов, контро­ лирующих параметры промышленной сети, не отвечает современным требованиям автом атизации управления сложными энергетическими

напряжения и други х параметров в постоянный ток с последующим преобразованием последнего в цифровой код; длительность преобра­

В процессе длительной эксплуатации (более 10 лет) вполне при­ емлемым о к азал ся прибор, использующий преобразователи напря­ жение — частота и аналоговое умножение. Принцип действия прибора

Рис. 6.3. Структурная схема преобразователя параметров электриче­ ской сети

СТ2. Благодаря операционным усилителям ОУ1 и ОУ2 обеспечивает­ ся одинаковый режим работы согласующих трансформаторов и мини­ мальный дополнительный сдвиг фаз между током и напряжением; при необходимости включаются резисторы Я2 и ЯЗ для компенсации паразитного сдвига фаз.

Напряжение, пропорциональное току иг (?) в прямой фазе или инверсное, получаемое с помощью ОУ4 (рио. 6.4, а), через ключи

К4 или КЗ подается на генератор, управляемый напряжением, ГУН1 с начальной частотой Р01. В формирователе ФИ образуется после­ довательность импульсов (рис. 6.4, б) длительностью Тш, частота которых изменяется пропорционально сигналу и2 (/). В течение 1-го периода сети Тг управляющим является сигнал в прямой фазе, а в следующем Та — инверсный; выделяются интервалы Г, и Т2форми­ рователем периодов ФП и триггером Тг, выходные сигналы которого управляют ключами КЗ и К4. С выхода ФИ сигналы постоянной длительности Тим поступают на ключ К2, а сигналы длительностью паузы между импульсами Та — на ключи К1. На входе ГУН2 (точка а) формируется последовательность импульсов, модулированных по амплитуде под действием сигнала % (/), с учетом прямой (через К2) и инверсной (через К1) фазы, для случая совпадения фаз сигналов и, (() и и, (I) (рис. 6.4, в). В ГУН2 с начальной частотой Р20 модули­ рованные по амплитуде импульсы преобразуются в частотно-моду- лированную последовательность (рис. 6.4, г). Накопленные в тече­ ние интервалов 7 \ и Т2 импульсы в устройстве отсчета УО, вклю­ чающем реверсивный счетчик, используются для определения необ­ ходимых параметров сети. Команды сложения («+») или вычитания («—») вырабатываются узлом управления реверсом УРС по сигналу триггера Тг.

При определении активной энергии (рис. 6.4, д) к концу 1-го периода будет накоплено число импульсов

Иг = Г ((О Д + О Д Т ш иЗи + ( Л . + О Д ОД ( - «ОД + ОД) <й,

О

где 5(, 8и — чувствительность ГУН1 и ГУН2; Та — длительность паузы, Тп1 = [1/ (Р10 + 1*5{)] —- Тш; Р10, Р20— частота ГУН1 и ГУН2 при «х (() и ы2 (*)> равных нулю.

В течение 2-го периода из накопившегося числа импульсов вычи­ тается

г, Л^2 = ^ {(Рю *$*) Ткки8ь -(- (Р10 — 18?) 7'пг(— и5„) + Рао}

где Тп2 — [1 /{Рю —• — Тим, К концу 2-го периода в УО остается число импульсов, пропорци­

ональное активной энергии:

т

Ика= м, - лга= | 48гз 0шттси = т ш.

о

При неравенстве длительностей смежных периодов 7\ и Г8 возника­ ет методическая погрешность из-за неравенства чисел импульсов {Р10Тг Ф Р%0Т^, которая может быть скорректирована, например, при обработке результатов на ЭВМ.

Знак при выражении для активной энергии (=р) указывает на­ правление потока энергии, что можно использовать в распредели­ тельном узле энергосистемы. Для получения показания, пропор-

ционального мощности, необходимо число Л ^ в разделить на число Ыт, пропорциональное длительности периода. С этой целью сигналы, определяющие границы периода, с выхода триггера Тг управляют включением счетчика Сч, на который поступают кварцевые метки с генератора КГ. В делителе Дл число делится на Ыт, результат соответствует активной мощности Ыр — ЫуаШт. Д ля получения СКЗ тока или напряжения в УО накапливается число, пропорцио­ нальное

N = к ^ Р<И или N — к | иЧ1;

далее с помощью извлекателя квадратного корня ИКК получаем искомое значение N1 или Ыц. Соответствующие сигналы комму­ тации узлов схемы вырабатываются устройством управления и ком­ мутации УУК. По сигналу УУК узел калибровки УКлб включает на входы трактов образцовые сигналы и, в случае отклонений от но­ минальных показаний, происходит автоматическая регулировка операционных усилителей или коррекция при обработке результа­ тов с помощью ЭВМ. Такт калибровки занимает 2 периода сети и мо­ жет проводиться один раз в течение цикла контроля совокупности параметров.

Прибор можно приспособить для контроля трехфазной сети пу­ тем увеличения соответствующих узлов; при этом на сумматор Сум поступают в определенном порядке потоки импульсов еще и от других преобразователей ГУН2. Показание УО, пропорциональное активной энергии трехфазной сети, по методу трех ваттметров,

т

= к | (иа1а + иь1ь + ас1с) 6*1

О

то же методом двух ваттметров [15]

г

ЛГ»в= к ^ (иаь1а+ чсЬ1с) 61.

О

Изменением комбинации входных сигналов определяют реактивную

энергию

т

Уч>г ~~ К ^ (ЦаЬ1с"1“ иьс1а Ч" Мса^ь)61.

О

Преобразователь обеспечивает непрерывное (практически без потерь частей сигналов) преобразование аналоговых сигналов в цифровой код; сравнительно высокое быстродействие (2—3 периода сети на контроль одного параметра) позволяет включить в цикл контроля большое число различных параметров сети при достижимой погреш­ ности измерения 0,1—0,2 %. Перспектива повышения точности измерения связана, главным образом, с совершенствованием преоб­ разователей напряжение— частота ГУН в части их точности и линей­ ности.

Успехи микроэлектроники, в особенности в части микропроцес­ сорных комплектов, позволяют вернуться к реализации известной давно структуре преобразователя параметров сети, основанного на предварительном преобразовании мгновенных значений тока и на­ пряжения в цифровой код. Упрощенная структурная схема преобразо­ вателя показана на рис. 6.5. По сигналу, поступающему из узла формирования управляющих импульсов ФУИ, открываются одно­ временно на устройствах выборки и хранения УВХ1, УВХ2 пути для входных сигналов » (I) и и (/). Следующим импульсом ФУИ комму­ татор Ком направляет на вход АЦП напряжение, фиксированное в УВХ1 и, будучи преобразованным в цифровой код (Йц), переда­ ется в соответствующий регистр

тивной и реактивной мощности (Ыр и Л^). Необходимые измене­ ния в порядке работы коммутатора происходят по сигналам МП. В некоторых микропроцессорных комплектах имеются узлы, спо­ собные выполнять функции ФУИ.

Цифровой эквивалент параметра сети, например активной энер­ гии, определяется за один период сети согласно формуле

а д , ,

/=1 где ДТ — шаг дискретизации; п — число шагов дискретизации за период Т.

Обработка дискретизированных сигналов обусловливает так на­ зываемую погрешность дискретизации, которая зависит от выбран­ ного числа выборок п за период и угла сдвига фаз между входными сигналами <р. При использовании современных микросхем нетрудносоздать АЦП (например, конвейерного типа) с временем двукратно­ го преобразования постоянного напряжения в 11-разрядный двоич­ ный код около 12 мкс. С учетом длительности выборки в УВХ, рав­

«тся значениями <р » 0 — я/6. При указанных значениях п и <р погрешность дискретизации бд 3^0,01 %. Погрешность, вносимая УВХ, как показано в гл. 4, не превышает 0,01 %. Практически погрешность прибора определяется в основном погрешностью АЦП, которую можно оценить значением 0,1 %.

6.3. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ СОПРОТИВЛЕНИЯ ПО СТО ЯННО М У ТО КУ

Наряду с автоматическими мостами постоянного тока, предна­ значенными для измерения сопротивлений, широко распространены прямопоказывающие цифровые омметры, в которых исключен про­ цесс уравновешивания. Прибор состоит из преобразователя сопро­ тивления в пропорциональное ему постоянное напряжение, измеря­ емое цифровым вольтметром. При отсутствии паразитной реактив­ ности в тракте преобразователя быстродействие определяется, в основном, скоростью работы цифрового вольтметра. Погрешность, разрешающая способность и динамический диапазон вольтметра, должны быть согласованы с аналогичными характеристиками преоб­ разователя сопротивлений. Рассмотрим некоторые способы постро­ ения преобразователей сопротивления.

Достаточно часто применяется простейший преобразователь на ■базеоперационного усилителя (рис. 6.6, а). При выполнении условий

/ с » а д . * / в * « ; л > = . а д выходное напряжение преобразователя

о вы* — о х — / 0д*.

Схема неприменима для измерения сопротивлений заземленных резисторов, а также не подходит для очень высокоомных и низкоом­ ных резисторов. Влияние входного тока ОУ можно скомпенсировать в процессе установки нуля; однако в случае высокоомных резисто­ ров даже небольшие изменения / м становятся соизмеримыми с ма­ лым образцовым током / 0, начинают сказываться и токи утечки, обходящие цепь с Кх. Введение экрана Э для уменьшения влияния наводок и токов утечки дает определенный положительный эффект; тем не менее трудно выполнить точные измерения сопротивлений высокоомных резисторов. При измерении низкоомных сопротивле­ ний требуется мощный источник образцового напряжения Е0 и соответствующий выходной каскад ОУ, способные развить большой ток /„; эти обстоятельства и ограничивают предел измерения низко­ омных сопротивлений.

Частично отмеченные ограничения устранены в преобразователе, показанном на рис. 6.6, б. От источника Е0 не требуется скольконибудь заметный ток; образцовый ток / 0, протекающий по измеряе­ мому Кх и образцовому резисторам, поставляется выходным каскадом ОУ. Значение Кх определяется из зависимости

ивы* — е 0 4~ /о/?*.

Для обеспечения значительного динамического диапазона измеряе-