книги / Электронные цифровые приборы

На рис. 4ЛЗ показана упрощенная структурная схема выносного пробника к ЭСЧ для сигналов в полосе 0—500 МГц. Собственно выносной является часть (рис. 4.13, в), которая связана с устанав­ ливаемой на приборной панели частью (рис. 4.13, е) с помощью ко­ аксиального кабеля (1— 1,5 м). Входной сигнал, снятый на штырек, разветвляется по двум каналам — высокочастотному, через конден­ сатор СЗ (выполнена на печатной плате, С8 < 10 пФ), и низкочастот­ ному, верхняя граница которого определяется постоянной времени

г

выносного пробника:

часть пробника; г — часть, устанавливаем ая на панели прибора

Необходимость обеспечения высокоомного входа в сочетании с малым входным сопротивлением усилителя МС1 с целью уменьшения уровня шумов и дрейфа приводит к необходимости включения дели­ теля Я7/(ка + Я7) = 0,1. Стабилизация работы усилителя и выбор необходимого коэффициента усиления осуществляется цепью ООС делителя Я8, Я9 (достаточно иметь = 3). Во втором усилителе МС2 сигнал усиливается и через высокоомный резистор Я5 посту­ пает на затвор транзистора УТ1, где суммируется с высокочастотной частью сигнала. Выход истокового повторителя {УТ1) рассчитан на нагрузку 50 Ом (5 = 20 м А/В). Общая ООС, соединяющая выход пробника (вход прибора) с инвертирующим входом МС2 (через ЯЙ) и через Я5 с затвором УТ1, обеспечивает достаточную точность пере­ дачи сигнала и компенсацию дрейфа в тракте. В ряде случаев (например, при измерении длительности импульсов) необходимо иметь возможность изменять уровень, на котором проводится изме­ рение. С помощью ЦАП, имеющемся в приборе, вырабатывается ток,

падение напряжения от которого (на Р.10) смещает постоянный уровень на входе МС2.

Питание пробника обеспечивается блоком питания прибора; в выносной части (рис. 4.13, а) размещается конденсатор С4 для до­ полнительной фильтрации. Для расширения диапазона входных сигналов служит частотно-компенсированный делитель (рис. 4.13, с), выполненный в виде насадки на выносную часть пробника. Если проводятся исследования в высокочастотной части (свыше 100 МГц), где обычно не встречаются большие уровни сигналов, делитель за­ меняется другой насадкой (рис. 4.13, б), состоящей из согласую­ щего резистора сопротивлением 50 Ом.

4 7 . УСИЛИТЕЛЬ-ФОРМИРОВАТЕЛЬ

В частотомерах и ряде других приборов, где основным информа­ тивным параметром является частота или длительность импульсов входных сигналов, необходимо осуществить формирование-нормиро­ вание напряжения по амплитуде и крутизне. Д ля асимметричных сигналов в полосе частот до 10 МГц вполне подходит триггер Шмит­ та [62], имеющий один вход и один выход. Ограничение быстродей­ ствия подобных формирователей вызвано задержками при переклю­ чении транзисторов в делителе обратной связи, а также тем, что в лавинообразном процессе формирования переключающегося напря­ жения участвует лишь часть перепада напряжения, передаваемого с коллектора входного на базу выходного транзистора. Ширина по­ лосы гистерезиса определяется выбранными величинами парамет­ ров схемы и режимом транзисторов, что затрудняет оперативное изменение величины гистерезисного напряжения.

Необходимость расширения полосы частот формирователя до 500 МГц и более, а также обеспечение возможности плавного регули­ рования ширины полосы гистерезиса (вплоть до нуля) потребовало пересмотреть принцип построения формирующего узла. Суть нового подхода к построению формирователя изложена в [81. Повышение быстродействия формирователя получено за счет использования транзисторов высокого быстродействия (Ет > 4 ГГц), симметричной схемы со 100 %-ной обратной связью, что существенно увеличивает скорость переключения, и реализации способа определения порога срабатывания, основанного на соотношении уровней входного сигнала и установленного напряжения смещения, вследствие чего момент срабатывания определяется скоростью изменения сигнала, а не внутренними параметрами схемы. При работе с асимметричными сигналами перед формирователем включаются один или несколько симметрирующих каскадов. Переход на симметричные тракты по­ мимо увеличения крутизны увеличивает степень подавления син­ фазных помех, что окупает некоторый дополнительный расход обо­

рудования.

Структурная схема широкополосного формирователя показана на рис. 4.14, а. Во входных сумматорах СУМ1, СУМ2 происходит суммирование входного сигнала и выходного напряжения дифферен-

циалыюго каскада УЗ; в усилителях У1 и У2 происходит отделение постоянной составляющей тока (направляется в источник — 1/п) от переменных составляющих, направляемых на входы каскада УЗ. В выходной цепи каскада УЗ образуется сформированный сигнал с уровнями верхним и нижним (IIв и (/„); размах (IIя — 1Г„) с целью увеличения быстродействия выбирается минимально допустимым.

Рис. 4.14. Формирователь широкополосный (а); симметричный вход-г иой сигнал (б); сформированный сигнал на выходах дифференциаль­ ного каскада (в)

До частоты около 100— 150 МГц, при которой скорость изменения сигнала меньше времени срабатывания цепи обратной связи, форма выходного сигнала близка к меандру (рис. 4.14, б) с = 2, а для более высоких частот выходной сигнал близок к синусоидальному. Уровень выходного сигнала можно смещать (вручную или автома­ тически) с помощью регулятора КЗ, включенного в общую точку нагрузок (К1, #2).

На входы устройства (рис. 4.14, б) подаются парафазные сигналы (на входе 1 — сплошной линией, на входе 2 — штриховой). При

получить при заданном уровне помех максимальное быстродействие фильтра; в ряде случаев важно обеспечить линейность фазочастот­ ной характеристики. Далее выбирается тип фильтра, его структура и схема. Зачастую это первое решение требует пересмотра и допол­ нения, что можно проиллюстрировать таким примером. Пусть требу­ ется спроектировать фильтр, спектральная характеристика (СХ) которого показана на рис. 5.1, о. Такой идеальной СХ соответствует нереализуемая бесконечная функция отсчетов (рис. 5.1, б). Ограни­ чив ее умножением на прямоугольную весовую функцию (рис. 5.1, г)

л а ) 1

и

Л №

Рис. 5.1. Этапы проектирования фильтра с за­ данной спектральной характеристикой

длительностью Т, вводим, следовательно, дополнительную СХ-час­ тотную функцию отсчетов (рис. 5.1, в). Умножению временных функ­ ций соответствует свертка спектров, в результате чего образуется СХ (рис. 5.1, б) или ее импульсная характеристика ИХ (рис. 5.1, е). Крутизна реализованной СХ уменьшается; между зонами прозрач­ ности и затухания имеется переходная область ДР = Ра— Рс. В СХ (рис. 5.1, д), как в зоне прозрачности, так и зоне затухания, видны интенсивные колебания, известные как осцилляции Гиббса. Уменьшить эти колебания можно путем замены прямоугольной ве­ совой функции (ВФ) более плавной (рис. 5.1, а), СХ которой имеет более спокойный характер (рис. 5.1, ж). Соответственно улучша­ ется результирующая СХ (рис. 5.1, и) и ИХ (рис. 5.1, к).

Пассивные фильтры строятся на дискретных Я-, Ь-, С-элементах. Их характеристики, в особенности массо-габаритные параметры на частотах ниже 100 Гц, далеки от оптимальных. Вместе с тем они широко распространены вследствие простоты реализации, например, для ограничения полосы частот, в фильтрующих цепях выпрямите­ лей и т. п.

Пассивный ФНЧ на ^С-элементах, используемый в преобразо­ вателях переменного напряжения, выполняют в виде одного или нескольких каскадно включенных 7?С-звеньев, что позволяет умень­ шить время установления выходного напряжения (увеличение быстро­ действия фильтра) при заданном коэффициенте фильтрациии Ф или затухании А = 1/Ф. Решая задачу определения числа звеньев, на которое следует разделить общую постоянную фильтра т = $ 0С0, можно отметить, что, например, для нижней частоты Рн = 20 Гц при числе звеньев п больше 3—4 нет заметного уменьшения време­ ни установления выходного напряжения. Такое число звеньев мож­ но считать нижним пределом.

Более чувствительным критерием оказывается заданное затуха­ ние для помехи. Если ЯС-звенья выбраны идентичными и построены так, что каждое следующее звено практически не шунтирует пре­ дыдущее, то выражение коэффициента фильтрации для п Г-образ-

Например, для Ф = 3 • 104 п = б. Определив из соотношения (5.1) величину у — 197, находим, что для РИ= 20 Г ц т = # 0С0 = 1,57 с. Стремясь уменьшить габариты фильтра, следует выбрать возможно большее сопротивление и меньшую емкость звена. Однако чрезмер­ ное увеличение сопротивления фильтра может привести к недопу­ стимо большому токовому дрейфу во входной цепи следующего за ним УПТ. Недопустимо также применение конденсаторов с заметной остаточной поляризацией. Шкала емкости конденсаторов с фторопластной изоляцией, имеющих малую остаточную поляризацию, до­ статочно ограничена, в связи с чем для упомянутых частот помехи можно считать подходящей емкость в звене, равную 0,1 мкФ. Выбор величины сопротивления звена очевиден. В работе [62] показано, что попытка увеличить число звеньев по сравнению с пот ведет к ухуд­ шению параметров фильтра.

Лучшее сочетание числа звеньев и характеристик ФНЧ можно получить путем дальнейшего уменьшения нагрузки последующим

Приведенные соотношения позволяют определить зависимость меж­ ду погрешностью б и нормированным временем установления Р3Т} выраженным в периодах помехи при заданном количестве звеньев п.

.Для сравнения на рис. 5.2, б показана зависимость для идеального фильтра Дольфа— Чебышева (Д — Ч). Видно, что пассивные Филь­ тры проигрывают по быстродействию в 3—4 раза.

5.3.МИКРОПОЛОСКОВЫ Й ФИЛЬТР

ВУКВ частотном диапазоне используется микрополосковый фильтр, функция которого аналогична Т-образному полосовому фильтру. Конструкция и основные размеры элементов, определяю­ щие характеристики фильтра, показаны на рис. 5.3. Анализ работы

изависимости ширины поло­ сы прозрачности, а также фа­ зовой характеристики фильтра от конструктивных размеров приведены в работе [43). До­ статочно полное изложение вопросов теории и расчеты СВЧ-фильтров дано в работе [53].

■ответвляется, умножается на весовые коэффициенты и, сумми­ руясь, образует выходной сигнал (рис. 5.4). При определенных усло­ виях все задержанные сигналы складываются синфазно (образуется полоса прозрачности) или взаимно уничтожаются (полоса затуха­

ния). Д ля гармонического входного сигнала IIвх (/и) е’°{напряжение на выходе фильтра, равное сумме сигналов, поступающих через каждый отвод, задержанных на время т* и умноженных на весовой коэффициент а(:

^вых(/ю ) = </.*(/©) ^ а{е~'шх1.

4=1 Показатель степени —/<от4 является фазовым углом сигнала на от­

воде, а зависящий от времени сомножитель е'а{ опущен. Спектральная характеристика фильтра

Таким образом, вид СХ можно изменить наборами весовых коэффи­ циентов и (или) времен задержек и, наоборот, исходя из заданной формы СХ, определить соответствующие коэффициенты.

Спектральные характеристики, выраженные полиномом, подоб­ ным выражению (5.3), имеют только нули. Д ля получения достаточ­ ной гибкости при формировании СХ применяется система, описыва­ емая полиномом высокого порядка (нужно побольше нулей). Напримере реализации транс­ версальных фильтров на по­ верхностных акустических волнах (ПАВ) видно, что вы­ полнить это требование не­ сложно; такой фильтр имеет большое число электродов,

соответствующих нулям на СХ.

В ПАВ-фильтрах происхо­ дит преобразование электро­

магнитного сигнала в акустический на поверхности пьезоэлектриче­ ской подложки и обратное преобразование акустической волны в электрический выходной сигнал. При скорости распространения акустической волны в пьезоэлектрике (например, ниобат лития)», равной 3 мм/мкс, в диапазоне частот 10— 100 МГц наибольший размер ПАВ-фильтра составляет 50— 100 мм, что соизмеримо с современными БИС.

Получили распространение ПАВ-фильтры, выполненные п о структуре встречно-штыревого преобразования (ВШП), эскиз кото-

Рис. 5.5. Эскиз ПАВ-фильтра:

I — подложка; 2 — В Ш П г (генераторный); 3 — ВШ Пп (приемный)

рого показан на рис. 5.5. Встречно-штыревой преобразователь гене­ раторный возбуждается входным непрерывным сигналом; все элек­ троды, связанные общими шинами, возбуждаются одним и тем же на­ пряжением и, следовательно, создают волны с одной и той же ф азой Однако, поскольку электроды размещены вдоль ВШП, то по дости­ жении конца ВШПг каждая из волн имеет свою фазу. Наибольшую эффективность при формировании ПАВ ВШП имеет тогда, когда междуэлектродное расстояние равно Х/2. Когда ПАВ доходит д а ВШПп (приемного), ее воспринимает край каждого электрода;, здесь происходит обратное преобразование бегущей ПАВ в электри­ ческий сигнал. Общеее выходное напряжение Vвых представляет

собой сумму напряжений на электродах (общая шина выполняет функцию сумматора).

Для получения СХ-фильтра можно, как это показано в работе 1541, использовать импульсные характеристики ВШП. Общий им­ пульсный отклик фильтра определяется как корреляция откликов обоих ВШП:

С помощью преобразования Фурье интеграла корреляции (5.4) получаем выражение для СХ как произведение функции передачи ВШПг — $ г (/со) на функцию, комплексно-сопряженную с функцией передачи ВШПп — 5 П(—/ю):

5( / ю ) - 5 г(/» )5 п ( - / « ) .

Вотличие от трансверсального фильтра (рис. 5.4) ПАВ-фильтр име­ ет две системы отводов (ВШПг и ВШПп), что обеспечивает большую гибкость при формировании СХ.

Процессы в ПАВ-фильтрах намного сложнее описанных здесь; в ВШП могут иметь место многократные отражения, приводящие к искажениям формы СХ-фильтра. Уровень внутренних отражений снижается при использовании структуры с двойными электродами (вместо одинарных), как это показано на рис. 5.5. При встречно-шты­ ревой структуре напряжение на соседних электродах имеет противо­ положную полярность; эти фильтры могут быть только полосовыми.

Дополнительную возможность управления СХ ПАВ-фильтр а по­ лучают введением весовой обработки, например, изменением степе­ ни перекрытия электродов, или аподизацией. Амплитуда ПАВ оста­ ется неизменной вне зависимости от степени перекрытия электродов,