книги / Электронные цифровые приборы

Понятие мгновенный понимается в том смысле, что преобразуется значение сигнала, фиксированное за короткий интервал, определяе­ мый используемым УВХ. При исследовании медленно изменяющих­ ся сигналов, без специальных УВХ, необходимо, чтобы за время преобразования уровень измеряемого сигнала заметно не изменился.

Структурная схема АЦП показана на рис. 2.1, а. Во входном устройстве ЗУ сигнал нормируется (деление или усиление). В усили-

Рис. 2.1 Структурная схема АЦП В-И типа (а); график линейного напряжения. (б); импульс, сформированный в компараторах (в)

теле постоянного тока УПТ сигнал инвертируется так, что на его

к двум компараторам Кп, а на вторые входы компараторов подается линейно-падающее напряжение, вырабатываемое генератором ли­ нейного напряжения ГЛН. В моменты равенства выходных напря­ жений УПТ с линейным напряжением формируются сигналы с крутыми фронтами; два последовательных срабатывания компара­ торов позволяют сформировать прямоугольный импульс, длитель­ ность которого пропорциональна измеряемому напряжению. Генера­ тор счетных импульсов ГСП направляет последовательность импуль­ сов частотой Р0 в течение существования прямоугольного импульса в блок счетных декад через импульсный трансформатор Т2 (здесь показан набор из четырех декад СД1...СД4); из четвертой декады импульс переполнения попадает на триггер старшего двоичного раз­ ряда ДР. На обратном ходе пилообразного напряжения повторится срабатывание (в обратном порядке) компараторов и сформируется паразитный импульс (на рис. 2.1, в показан штриховой линией),, который может заметно исказить результат; исключается влияние паразитного импульса с помощью связи ГЛН, служащей для гашения ГСП в течение обратного хода ГОХ.

В зависимости от полярности измеряемого напряжения высокий (низкий) уровень устанавливается на том или ином выходе УПТ

ществляется с помощью трансформатора 77. Импульсные трансфор­ маторы с объемным витком связи отличаются малой проходной емкостью, что важно для достижения высокого подавления помех об­ щего вида; в некоторых случаях допустима замена импульсных транс­ форматоров оптронами. Экранированная и внешняя части прибора яитаются от отдельных стабилизаторов — БП1 и БП2.

Узел синхронизации СНХ, размещенный в блоке ГЛН, управ­ ляет последовательностью операций измерительного цикла. Пере­ ключатель 81 переводится в положение 1, при котором путем регу­ лировки смещения во входном каскаде УПТ устанавливается нуль прибора УН; в положении 2 на вход УПТ поступает образцовое напряжение от источника калибровочного напряжения ИК.Н и, в случае, если показания прибора отклонились от нормы, регули­ руется крутизна линейного напряжения в ГЛН {КЛБ). В приборах, снабженных микро-ЭВМ, надобность в периодических ручных ре­ гулировках отпадает — необходимая коррекция результата изме­ рения выполняется без участия оператора.

Для обеспечения высокой точности измерения должны быть при­ няты все возможные меры для стабилизации усилителей (масштаб­ ного во входном устройстве и симметрирующего УПТ), снижения погрешности входных делителей и уменьшения нелинейности. От­ метим, что в части мер для уменьшения погрешности от нелинейнос­ ти рассматриваемая структура имеет ряд положительных свойств: применение симметрирующего УПТ позволяет использовать сере­ динную, наиболее близкую к линейной, часть пилообразного напря­ жения помимо того, что и в самом ГЛН приняты меры для линеари­ зации напряжения на прямом ходе. Как показал анализ [62], вполне осуществим АЦП, в котором погрешность от нелинейности не

превосходит величины 10-7 Использование ГСИ с ударным возбуждением или синхронизи­

руемого с передним фронтом компараторного импульса позволяет вдвое уменьшить погрешность квантования в процессе преобразо­ вания длительности импульса в число, что является существенным для АЦП высокой точности.

К узлам, ограничивающим быстродействие АЦП, относится ге­ нератор линейного напряжения и компараторы. В настоящее вре­ мя вполне возможно получить ГЛН с крутизной пилообразного на­ пряжения 5 = 10 В/мс и, следовательно, размаху в 2 В (при этом используется серединная часть до 1,2 В) соответствует длительность прямого хода 200 мкс. При использовании счетчика на 4 счетных декады потребуется, чтобы быстродействие 1-й декады, а следователь­ но, и частота ГСИ Г0 = 100 МГц. Соответственно потребуется и вы­ сокая крутизна фронтов в логических схемах компараторов и компа­ раторного импульса. Для того чтобы при Vх = 0 на счетчик не смог проникнуть ни один счетный импульс, длительность фронтов не

должна превышать 3—4 нс. Прибор, рассчитанный на подобно* быстродействие, будет недешевым, в связи с чем предпочитают огра­ ничиться умеренным быстродействием Р0 = 10 МГц и длительностью измерительного цикла около 2 мс.

ИНТЕГРИРУЮЩИЕ АЦП

Постоянное напряжение в присутствии сильных помех (главны* образом наводки от сетевого напряжения) измеряется достаточно эффективно при усреднении сигнала в течение интервала, равного или кратного периоду помехи (период сетевого напряжения). Ус­ редненный сигнал можно преобразовать в цифровой код с помощью АЦП любого типа, однако большие преимущества имеют АЦП вре- мя-импульсного типа. Подобные преобразователи реализуются как АЦП с двухтактным интегрированием. Не получили широкого рас­ пространения измерительные преобразователи, в которых сначала происходит дискретизация и квантование, а затем цифровое усред­ нение в течение заданного интервала, что связано с большим расхо­ дом оборудования. Более того, интегрирующие АЦП, работающие без дискретизаторов и, следовательно, без устройств выборки и хра­ нения освобождаются от значительных источников дополнительных погрешностей, что также расценивается как существенное преиму­ щество.

В первоначальном, простейшем варианте АЦП, для биполярных напряжений применялась структура, показанная на рис. 2.2, а. Измерительный цикл (первый такт) начинается с момента включе­ ния 81. При отрицательном входном напряжении (1)х < 0) на выхо­ де интегратора (ОУ, К, С) напряжение С/Вых нарастает с крутизной, пропорциональной уровню сигнала (рис. 2.2, б); при положитель­ ном входном сигнале напряжение (/Вых снижается. В момент 7 \ ключ 81 выключается, а ключ 82 или 53 (соответствующий сигнал

8'2 или 53 поступает от компаратора Кп через устройство управле­ ния УУ) включается, на вход интегратора поступает опорное на­ пряжение 110. В течение второго такта интегрирования выходное напряжение интегратора линейно уменьшается с нормированной крутизной. При достижении напряжением 11лых нулевого уровне по сигналу Кп прекращается подведение напряжения на вход ин­

тегратора. Интервал от момента Тх до Т2 пропорционален измеряе­

мому напряжению Vх — ®Х = Т2— 7\ = Ш х. Действительно, вы­ ходное напряжение интегратора в конце первого такта

В течение второго такта выходное напряжение интегратора из­ меняется согласно выражению

.•Моменту Тч или I = в* (рис. 2.2, б) соответствует нулевое выходное напряжение (УВЫх.п = 0, откуда следует

Интервал 0 , преобразуется в пропорциональный ему цифровой код путем заполнения его тактовыми импульсами, генерируемыми в генераторе ГТИ. Управляет работой ключей и прибором в целом

узел управления УУ, в котором формируются сигналы 5], 5^ сигналы управления счетчиком и др. Подавление помехи пере-

&1ш

О

Рис. 2.2. Схема АЦП с двумя источниками опорного напря­ жения (а); временные диаграммы на выходе интегратора (б)

доенного тока происходит на I такте интегрирования, как это было показано в гл. 1; при этом частота ГТИ синхронизируется с часто­ той сети. Иногда, например, когда проводятся однократные измере­ ния или АЦП используется в режиме обегающего контроля, приме­ няются ГТИ с кварцевой стабилизацией (нет времени для подстрой­ ки частот). При удачном выборе весовой функции можно сохранить высокую степень подавления помех при несинхронизируемом ГТИ.

АЦП с двухтактным интегрированием (рис. 2.2, а) несложен, однако необходимость двух одинаковых и разнополярных источни­ ков опорного напряжения, а также неустойчивая работа в зоне ну­ ля делают эту схему чаще всего неприемлемой, в особенности, когда требуется обеспечить повышенную точность и большой динамиче­ ский диапазон непереключаемых входных сигналов. В несколько

модернизированном варианте, выполненном' в виде интегральной схемы [25], с целью обеспечения устойчивой работы вблизи нуля вводится третий такт для автоматической компенсации нуля путем включения цепи ООС с выхода Кп на вход интегратора.

С появлением высококачественных электронных ключей удалось перейти на один переключаемый источник опорного напряжения (рис. 2.3, а). Вырабатываемые в УУ сигналы управления ключами

$ 1... 5д обеспечивают следующую последовательность работы АЦП.

В течение половины периода Тг12 (рис. 2.3, б) на вход интегратора поступает суммарный ток от источников 11х и — II0— нарастание Цвых показано на временной диаграмме (рис. 2.3, б). В момент Тг/2 напряжение 110 выключается и, следовательно, в интервале [7У2 — Тх] на интегратор поступает только сигнал IIх. Интегрирование на втором такте проходит при положительном напряжении II0. На время между окончанием интервала 0* и моментом Т2 включается ключом $0 ООС для компенсации дрейфа нуля в компараторе Кп. При отсутствии запоминающих элементов дрейф, образовавшийся во входной цепи ОУ, остается нескомпенсированным и проявляется сразу, как только цепь ООС размыкается, что приводит к необходи­ мости применять сложные ОУ с малым дрейфом нуля. Как следует из структурной схемы, здесь используется шкала со смещенным нулем, вводится предустановка в счетчике с тем, чтобы в точке 7\/2 пока­ зание равнялось нулю. Необходимость введения второго образцо­ вого резистора, находящегося в точном соотношении и 2#], яв­ ляется известным недостатком схемы. Схема АЦП с одним некомму­ тируемым источником опорного напряжения (рис. 2.4, а) свободна

от основных недостатков, свойственных предыдущим схемам; в

опорного напряжения 1/0 подводится к неинвертирующему входу ОУ. Напряжение обратной связи, служащее для автоматической компенсации дрейфа нуля, запоминается на конденсаторе С„и через повторитель Пв подается на инвертирующий вход ОУ. Д ля того

Рис. 2.4. Схема АЦП с непереключаемым источником опорного напряжения и автоматической компенсацией дрейфа нуля (а); временные диаграммы на выходе инте­ гратора (б); формирование импульса (в)

чтобы на конденсаторе С„ осталось только напряжение дрейфа, из общего сигнала вычитается напряжение II0, образованное на выходе делителя Р.2 — К2. Измерительный цикл состоит из трех этапов. На этапе 0 — Тг (рис. 2.4, б) между входами ОУ действует разность

Тг — Т3между входами ОУ действует напряжение 2^/0 — Ц0 = (/0; на выходе интегратора имеется линейно падающее напряжение постоянной крутизны. С момента достижения падающим напряже­

нием нуля вплоть до момента ТАна оба входа ОУ поступает напря­ жение 1?0 (разность напряжений равно нулю) и на инвертирующий вход напряжение обратной связи.

Поскольку процесс срабатывания компаратора проходит в тече­ ние определенного времени (около 10 мкс), вследствие чего выход­ ное напряжение интегратора опустится ниже нулевого уровня, вблизи момента срабатывания компаратора переходной процесс вызовет паразитный заряд конденсатора Сп. Усреднение этого вы­ броса проходит в течение интервала, зависящего от момента срабаты­ вания компаратора, а именно, в пределах от (73 — ТА\ до [7, — Г4], поэтому меняется и уровень помехи, вводимой в цепь интегратора. Д ля исключения этого в схеме АЦП предусмотрен формирователь импульсов ФИ\ кратковременный импульс поступает через УУ, выключает 85 на время переходного процесса (рис. 2.4, в), В общей длительности этапа автоматической компенсации дрейфа нуля это ванимает небольшую часть, однако позволяет заметно повысить точ­ ность АЦП.

АЦП время-импульсного типа отличаются удобством выполне­ ния калибровок. Установка нуля путем компенсации дрейфа нуля во входной цепи интегратора может осуществляться автоматически, как это показано на рис. 2.4, о. Корректировка изменения крутизны может выполняться регулированием напряжения 21!0, а установка нуля — путем изменения опорного напряжения (/„ с помощью реос­ тата Я4 калибровки КЛБ.

В приборах, снабженных микропроцессором, как отмечалось при рассмотрении АЦП мгновенного значения, нет необходи­ мости в коррекции дрейфа нуля и крутизны интегратора — эти значения запоминаются и учитываются при формировании резуль­ татов измерения.

Укажем на важную для практики возможность увеличения разре­ шающей способности АЦП без существенных усложнений прибора 8а счет удлинения измерительного цикла путем проведения повтор­ ных измерений. Структура АЦП дополняется узлом интерполяции УИ, состоящим из ЦАП, в котором формируется ступенчатое на­ пряжение с величиной ступеньки, равной требуемой разрешающей способности, и счетчика контролирующего работу ЦАП [31. Выход­ ное напряжение ЦАП подается (ключ 86 замкнут) на интегратор вместе с измеряемым напряжением Vх, увеличивая последнее на величину, равную требуемой разрешающей способности при каж­ дом последовательном измерении. Так, например, для увеличения разрешающей способности в 10 раз величина ступеньки равна 0,1 первоначального грубого кванта; суммируя значения 10 последова­ тельных измерений, получим после деления на 10 (перевод занятой) значение измеряемого напряжения с увеличенной разрешающей способностью в 10 раз. Пусть прибор имеет разрешающую способ­ ность (грубый квант) 1 мВ, тогда напряжение в 26,7 мВ будет пред­

для последовательного опроса и управления состоянием весовых

В этом случае ток смещения / см = 5 мА и ток старшего знакового разряда, протекающего по резистору ЦАП Ц1, также равен 5 мА. Если, к примеру, 1Ж== + 3,737 мА, то с приходом первого импуль­

са Х[ и включения Ц1 на выходе НО появится /, поскольку 1Х +

Рис. 2.5. Схема АЦП последовательного приближения

+ Дм > / к (8,737 мА > 5 мА) и ток /но втекает в НО, как это пока­ зано на схеме (рис. 2.5). Выход НО (/), поступая на РУ, формирует сигнал: «оставить весовой резистор во включенном состоянии», а в выходном (роде это означает, что измеряемый сигнал имеет поло­ жительную полярность. Остальные разряды вплоть до я-го анали­ зируются и ключи 5* остаются включенными (1) или разомкнутыми (0); выход последовательного двоичного кода представляет собой цифровой эквивалент измеряемого напряжения Цх. Обзор различ­ ных вариантов АЦП последовательного приближения и их реали­ зация в интегральном исполнении дан в работе [25].

При оценке достижимого быстродействия необходимо учесть время, затрачиваемое на обработку каждого разряда, включающего последовательное срабатывание нескольких триггеров и ключей, время для передачи сигнала на запоминающий конденсатор, ограни­ ченную полосу частот измерительного тракта, остаточную реактив­ ность переключаемых элементов и др. Современная элементная база может обеспечить затрату менее 0,1 мкс на разряд. Решая вопрос о достижимых разрешающей способности, точности и динамическом диапазоне, следует учесть ограниченную точность весовых резисто­ ров и допустимый динамический диапазон токов на выходе преоб­ разователя и в ЦАП (ток старшего разряда / к тах < 5 мА и ток млад­ шего разряда, позволяющий без большой задержки перезарядить паразитные емкости в цепях коммутации / ктш ^ 5 м к А ), что обес­ печивает 8 двоичных разрядов; с учетом добавочных двух тактов на запоминание и определение полярности пакет, соответствующий

одному измерительному циклу, включает 10 управляющих импуль­ сов. Этот ориентировочный расчет следует уточнить в конкретных условиях.

В практике измерений встречается необходимость повышения точности измерения и динамического диапазона входного сигнала, что достаточно эффективно решается путем применения каскадного включения АЦП последовательного приближения, или так называе­ мого АЦП конвейерного типа. Упрощенная структурная схема двух каскадного АЦП конвейерного типа показана на рис. 2.6. Синхронизатор и формирователь управляющих импульсов СНХ и ФУИ включает все необходимые узлы для генерирования двух серий

их

пакетов импульсов [1...8 и 1...5], управляющих преобразователями и обеспечивающих 12-разрядный код на выходе АЦП. С подачей строб-импульса СИ1 на УВХ1 сигнал 1/х запоминается и преобра­ зуется Пр1 в пропорциональный ему ток 1Х; после опроса восьми разрядов ЦАП1 на выходе Н01 образуется последовательный код восьми старших разрядов, которые передаются в сумматор СУМ. Остаток А 1, не превышающий значения младшего, 8-го разряда / 0, поступает на масштабный усилитель МУ, открывающийся по сиг­ налу СИ2. Усиленный (к = 8) сигнал запоминается в УВХ2 после поступления сигнала СИЗ и, далее, с помощью Пр2, ЦАП2 и И02 формируются пять младших разрядов, которые вместе с ранее полу­ ченными старшими разрядами составляют 12-разрядный код (лиш­ ний разряд необходим для компенсации неточностей, которые воз­ можны при сшивании результатов в каскадах). Поскольку остаток тока может быть со знаками плюс-минус, требуется ввести коррек­ тировку результата КР, после чего 12-разрядный код поступает в регистр результата РР. Длительность цикла измерения определя­ ется временем срабатывания 1-го каскада; вторая выборка сигнала обрабатывается в 1-м каскаде одновременно с обработкой первой выборки во 2-м каскаде. Таким образом, удалось ценой некоторого увеличения оборудования сочетать высокую разрешающую спо­ собность и точность с высоким быстродействием АЦП.

бо