книги / Электронные цифровые приборы

значения в пределах [0—а]. Введением смещения С1Ш, равного половине шкалы, сохраняется постоянная полярность сигналов на входе Кп. В моменты поступления импульсов от генератора ГТИ с периодом Т происходит сравнение случайного сигнала (/сл с вход­ ным сигналом IIх, в результате чего на выходе Кп образуется слу­

нулю; иначе все квантованные уровни от 0 до а за интервал усред­

"х

я (сл* <*/*)= [ р(тс1и = ш х.

о

Количество единиц на выходе компаратора пропорционально уровню сигнала IIх, а отношение п ко всему пакету А/, определяющему интер­ вал усреднения Туер исследуемого сигнала 1!0 — Ы А/; отношение определяется счетчиком Сч.

Стохастический преобразователь среднего значения по совокуп­ ности вряд ли имеет большие преимущества перед рассмотренными выше аналоговыми преобразователями. По-видимому, его примене­ ние целесообразно в случаях, когда аппаратура цифровой обработки включает необходимые узлы и требуется лишь изменение структуры связей или изменение программы. Гораздо очевидней проявляют­ ся преимущества стохастических преобразователей для определения параметров, трудно реализуемых в аналоговых преобразователях, например в ПСКЗ.

Сигнал случаен, так как он выбирается с определенной вероят­ ностной мерой из некоторого множества. Однако после реализации сигнал становится определенным, известным [55]. Именно это обсто­ ятельство использовано при формулировании принципа построения

стохастического преобразователя 2-го рода [231. Использование информации о значении случайного сигнала после его формирования позволило существенно упростить структуру ПСКЗ и получить важные преимущества.

Структурная схема стохастического ПСКЗ 2-го рода показана на рис. 2.19. Во входном устройстве ВУ сигнал масштабируется и нормируется. Генератор псевдослучайных чисел ГПСЧ вырабаты­ вает последовательность «-разрядных кодов | г-, которые поступают одновременно на ЦАП1 и ЦАП2. На выходе ЦАП1 напряжение

ному коду | г(/0. Сигналы с выходов ЦАП поступают на входы ком­ параторов Кп1 и Кп2. На вторые зходы компараторов подается из­ меряемое напряжение Vх. При биполярном сигнале компарирование

обработки квантованных величин. Погрешность краевого эффекта вызвана тем, что в течение интервала усреднения Т укладывается нецелое число периодов дискретизации; использование соответ­ ствующей весовой функции является эффективным способом умень­ шения этой погрешности. Наконец, при случайной синхронизации частоты дискретизации с частотой исследуемого сигнала возникает так называемая погрешность когерентности. При одном отсчете за период погрешность может быть любой — от нуля до максимального значения сигнала; при двух — погрешность колеблется в меньших пределах; при трех равномерно расположенных отсчетах на периоде гармонического сигнала погрешность когерентности отсутствует.

Уев

6

Рис. 2.18. Структурная схема стохастического преобразователя 1-го рода СЗ сигнала (а); временные диаграммы (б)

Исключается синхронизация сигнала с частотой дискретизации достаточно просто [62].

При исследовании детерминированных и случайных сигналов, включая определение СКЗ, известные преимущества имеют преобра­ зователи со стохастическим квантованием. В основу этих АЦП поло­ жен метод статистических испытаний (метод Монте-Карло), при котором исследуемый сигнал (постоянного и переменного тока) обра­ батывается совместно со специально созданным стохастическим* сигналом; результат получается обработкой знаковой функции. Ис­ пользуемый при этом принцип рандомизации не увеличивает неопре­ деленность, а напротив, дает положительный эффект, поскольку дополнительно введенная случайность позволяет применить вероят­ ностную закономерность к совокупности исследуемого и стохасти­ ческого процессов.

Рассмотрим для иллюстрации стохастический преобразователь

1-го рода, предназначенный для определения среднего значения ис­ следуемого сигнала (рис. 2.18, а). Измеряемый сигнал IIх подается на компаратор Кп для сравнения со случайным сигналом, выраба­ тываемым генератором псевдослучайного напряжения ГПСН\ на рис. 2.18, б случайный сигнал приобретает дискретные квантованные

* Класс случайных сигналов, развитие которых во времени и пространстве подчиняется вероятностным законам.

вначения в пределах [0—а]. Введением смещения С/см, равного половине шкалы, сохраняется постоянная полярность сигналов на входе Кп. В моменты поступления импульсов от генератора ГТИ с периодом Т происходит сравнение случайного сигнала С?сл с вход­ ным сигналом 1}х, в результате чего на выходе Кп образуется слу­

нулю; иначе все квантованные уровни от 0 до а за интервал усред­ нения (Туер = КТ) будут получены без пропусков и без повторений.

Количество единиц на выходе компаратора пропорционально уровню сигнала 1!х, а отношение п ко всему пакету Ы, определяющему интер­ вал усреднения Туср исследуемого сигнала С10 == кпШ\ отношение определяется счетчиком Сч.

Стохастический преобразователь среднего значения по совокуп­ ности вряд ли имеет большие преимущества перед рассмотренными выше аналоговыми преобразователями. По-видимому, его примене­ ние целесообразно в случаях, когда аппаратура цифровой обработки включает необходимые узлы и требуется лишь изменение структуры связей или изменение программы. Гораздо очевидней проявляют­ ся преимущества стохастических преобразователей для определения параметров, трудно реализуемых в аналоговых преобразователях, например в ПСКЗ.

Сигнал случаен, так как он выбирается с определенной вероят­ ностной мерой из некоторого множества. Однако после реализации сигнал становится определенным, известным [55]. Именно это обсто­ ятельство использовано при формулировании принципа построения

стохастического преобразователя 2-го рода [23]. Использование информации о значении случайного сигнала после его формирования позволило существенно упростить структуру ПСКЗ и получить важные преимущества.

Структурная схема стохастического ПСКЗ 2-го рода показана на рис. 2.19. Во входном устройстве ВУ сигнал масштабируется и нормируется. Генератор псевдослучайных чисел ГПСЧ вырабаты­ вает последовательность «-разрядных кодов которые поступают одновременно на ЦАП1 и ЦАП2. На выходе ЦАП1 напряжение равно 1 ^0 , а на выходе ЦАП2, поскольку напряжение 1(110 вычитается из предельного | тах^о> напряжение соответствует обрат­ ному коду Сигналы с выходов ЦАП поступают на входы ком­ параторов Кп1 и Кп2. На вторые зходы компараторов подается из­ меряемое напряжение 11х. При биполярном сигнале компарирование

После усреднения и извлечения квадратного корня получаем вели­ чину А = к V и 2.

Обсудим требования к основным узлам ПСКЗ. Проектирование ВУ проводится с учетом заданных частотного диапазона исследуе­

телей в указанной полосе не должна превышать 0,5 ♦ 10-3 В настоя­ щее время имеется возможность создания подобных усилителей со входом по постоянному напряжению с порогом чувствительности менее 0,5 мВ на базе интегральных МС. При выборе ЦАП учитыва­ ется, в первую очередь, динамический диапазон входных сигаалов. Для диапазона 60 дБ (или с учетом минимального пикфактора Пф-2 необходимо не менее 11 двоичных разрядов с возможно большим быстродействием (0,5 мкс или менее); подобные ЦАП в интегральном исполнении выпускаются серийно. Требования к ГПСЧ определяют­ ся необходимым числом выборок N за период статистического ис­ следования Туер. При N = 1 ошибка может достигнуть 100 %; для снижения погрешности до 0,05 % от номинального значения, следо­ вательно, требуется набрать за период ТуСр У ^ 2 • 10®. Частота тактовых импульсов, управляющих работой ГПСЧ и компараторов Кп1, Кп2, согласована с быстродействием ЦАП и, таким образом, для получения N = 2 • 10® выборок достаточно Туер = 1с.

Имеется ряд рекомендаций по построению ГПСЧ с постоянной плотностью распределения вероятности; в частности, малая квази­ периодичность выходных кодов получена в генераторе, реализован­ ном на сдвиговом регистре с обратной связью, причем каждый выход­ ной разряд ГПСЧ получен в результате суммирования по модулю 2 двух случайных разрядов сдвигового регистра [32]. Поступаю­ щие из мультиплексора МИР, И, л-разрядных чисел усредняются треугольной ВФ в накапливающих сумматорах НС1 и НС2. Укажем на возможность некоторой экономии оборудования путем введения разрежения при передаче результатов из НС1 и НС2. Передавая не все N промежуточных сумм, а лишь 2 • 103 (через каждые 512), получаем ступенчатую ВФ, спектральная характеристика которой не намного хуже треугольной ВФ с линейными сторонами.

В целях сокращения времени обработки целесообразно выбрать алгоритм извлечения квадратного корня, пригодный для обработки текущих значений, в процессе усреднения. Так, например, согласно

А=1

где к — номера (1, 2, 3, 4...) последовательности групп нечетных чисел (1, 3, 5, 7...); М — предел для суммы ряда (искомый ре­ зультат).

Блок ИКК включает генератор нечетных чисел, регистр, в кото­ рый переносятся числа из НС2, и счетчик числа М. Вычитание суммы

Здесь набор спектральных составляющих, относящихся к опреде­ ленному моменту I, отличается фиксированными частотой и уровнем. Независимость результата от длины отрезка Т достигается нормиро­ ванием (множитель 1 /Т). При изучении переходных процессов ана­ лизу подвергается набор последовательных отрезков сигнала — речь идет о наборе мгновенных спектров, изменяющихся во времени; для их получения и визуализации требуется специализированная аппаратура, включающая трехкоординатное изображение (А, со, /). Иногда для исследования переходного процесса (например, опре­ деление скорости набора оборотов двигателя) используется способ­ ность прибора фиксировать и измерять одиночный период; такие «точечные» определения частоты не отвечают строгому значению

постоянной и совпадает с единственной частотой спектра (например, выходной сигнал высококачественного генератора). Выгодность представления сигнала его мгновенной частотой и спектром зависит от объекта исследования; при прохождении сигнала через нелиней­ ные цепи следует пользоваться мгновенной частотой, а при изучении линейной цепи — спектром.

Между тем цифровые измерители частотно-временных величин определяют среднее значение количества синфазных переходов через нуль определенным образом сформированного сигнала; именно в таком смысле в дальнейшем будем пользоваться термином «частота». Вопрос, является ли это усредненным значением мгновенной частоты или частотой спектральной составляющей, решается оператором по характеру исследуемого сигнала.

Измерения времени и частоты выполняют с очень высокой точ­ ностью, поскольку имеются соответствующие эталонные и образ­ цовые меры сравнения. К наиболее точным стандартам частоты (пер­ вичные эталоны), не нуждающимся в течение длительного срока службы в каких-либо подстройках, относятся водородные и цезие­ вые стандарты.

Водородный эталон частоты, в котором используется резонанс­ ная частота нейтральных атомов водорода (1420405751768 Гц), поз­ волит в перспективе обеспечить точность частоты выходного сигна­

устройство, что и ограничивает его распространение.

Более широко используется в качестве первичного эталона це­ зиевый стандарт частоты, выполненный в виде настольного прибора. Резонансная частота атомов цезия (9192631770 Гц) выбрана в соот­ ветствии с международным соглашением в качестве определяющей эталонный интервал в 1 с. Нестабильность цезиевого стандарта ча­ стоты не превышает (2...3) 10-12 у приборов типа НР5061 фирмы Не\у1еМ—Раскате! (США), типа Х$С фирмы КоЬбе &ЗсНччагг (ФРГ)

элементами термокомпенсации конструктивного характера, обес­ печивающие К™ > Юа.

Требования к точности измерителей частоты и временных интер­ валов непрерывно повышаются. Так, измерение частоты с погреш­ ностью около 10—12 позволяет обнаружить эффекты, связанные с общей теорией относительности. Подобная же точность необходима при синхронизации генераторов тактовой частоты с тем, чтобы обес­ печить согласованную работу ЭВМ, входящих в вычислительную сеть, рассредоточенную на обширной территории. Резко повысились требования к точности и разрешающей способности измерителей временных интервалов; два сигнала, принятые самолетом, с погреш­ ностью в 1 мкс приводят к погрешности определения местоположения в 300 м.

Эффективным оказалось использование частотомеров в сочета­ нии с частотными датчиками для контроля электрических и неэлект­ рических величин; погрешность измерения при этом практически определяется точностью применяемых датчиков.

3.2.СТРУКТУРЫ ЧАСТОТОМЕРОВ

Взависимости от способа образования интервала усреднения (времени счета) различают частотомеры прямого счета и вычислитель­ ные. В частотомерах прямого счета время счета Тсч и образцовые метки времени с периодом Т0формируются на базе источника образ­ цовой частоты Р0. В вычислительных частотомерах Тсч формируется путем выбора последовательности N целых периодов исследуемого сигнала ('Гс, = ИТХ).

ЧАСТОТОМЕР ПРЯМОГО СЧЕТА

Принцип действия прибора, например, в режиме измерения час­ тоты заключается в том, что ведется подсчет числа периодов иссле­ дуемого сигнала, прошедших в счетчик за время, заданное с помо­ щью кварцевого генератора. Структурная схема прибора показана на рис. 3.2. Два идентичных канала А и Б 1,2 служат для усиления и формирования исследуемых сигналов, а также для выбора режи­ ма работы. В данном варианте канал Б используется при измерении частоты Р и последовательности импульсов ПИ, канал А — при измерении периода Т, а оба канала участвуют при измерении отно­ шения частот Рб/Ра (Рв — большая частота), временных интервалов

Стоп, направляемые в блок 10. Коммутатор селектора 4 по сигналам управления пропускает на селектор 5 последовательность, сформи­ рованную в канале Б, опорную частоту кварцевого генератора Роп = = 10 МГц (в режиме самоконтроля) или стандартные метки времени, вырабатываемые базой времени (15, 16). Эти импульсы проходят через селектор на основной счетчик 6 в течение длительности строб-